2.6　微型并網逆變器

2.6.1　微型并網逆變器設計

下面介紹一種基于串聯諧振推挽式電壓型微型逆變器的設計實例。電路圖如圖2-59所示，串聯諧振推挽式的結構主要由兩部分構成，即推挽式DC/DC變換器和全橋式DC/AC逆變器。首先通過變換器對其進行升壓，然后再進行逆變并網。

圖中UPV是光伏電池板電壓，正極接變壓器的中間抽頭，負極接變壓器的兩端；開關管S1和S2由PWM控制導通，控制S1和S2導通的PWM波互補帶死區；VD1、VD2、VD3、VD4組成橋式整流電路，用于將變壓器副邊輸出整流為直流。

實例中設計的是500W的微型逆變器，功率比較小，因而用MOSFET即可實現逆變功能，一般選用600V、30A型號的MOSFET就能滿足要求。通過全橋逆變電路將高壓直流電能轉化為220V、50Hz的交流電，逆變電路如圖2-60所示。四個MOS管組成全橋結構，C2、C3、R1、R2、VD1、VD2組成RCD緩沖電路，用來吸收MOS管切換時產生的過沖電壓分量。緩存電容可以減小電阻的損耗，二極管抑制寄生振蕩，C1和C4確保開關切換時的可靠性，可以有效抑制du/dt的變化。

整個DC/DC變換器部分是由單片機和PWM控制器聯合控制的。控制S1和S2導通的互補帶死區的PWM波可以由PWM控制器TL494來提供，單片機提供2倍電網頻率的正弦平方波信號，作為PWM控制器中的電流給定值，來對升壓電路的輸出電流進行鉗位。變壓器的輸出經過VD1、VD2、VD3、VD4組成H橋電路整流得到2倍電網頻率的正弦半波。逆變環節中先由單片機監測外電網的相位，根據外電網的相位控制生成PWM波，驅動全橋逆變電路中的功率器件做工頻開關，逆變輸出與電網同頻同相的220V交流電。

設計實例的實驗波形如圖2-61所示，從圖中可以看出，電網電壓在波峰和波谷存在明顯諧波，由于電網電壓的擾動，微型逆變器的輸出電流波形在波峰和波谷處出現了比較明顯的畸變，同時過零點的波形畸變也比較嚴重。波形的畸變會影響電網的正常工作和電網質量，因此需要為逆變器加入前饋控制。

由單片機采集外電網電壓，利用采集得到的外電網電壓值乘以正弦系數來調制給定PWM控制器的正弦平方波信號，給定電流信號如圖2-62所示的2通道所示。

加入前饋補償后，微型逆變器的輸出電流波形在波峰和波谷處畸變基本得到了解決，同時過零點的波形畸變也得到了很大改善。因為加入了前饋補償，電流環能夠快速跟隨上電網，這樣在觀測靜態特性的同時也兼顧了動態變化，波形如圖2-63所示。

2.6.2　微型并離網逆變器設計

仔細觀察會發現設計實例中應用的主電路拓撲結構與推挽式離網逆變器的主電路拓撲結構基本相同，只有在直流輸出側離網逆變器需要直流支撐電容來保證直流電壓不會發生突變。推挽式離網逆變器的主電路拓撲結構如圖2-64所示。

雖然電路拓撲結構基本相同，但控制方法卻差異很大，推挽式離網逆變器的直流輸出側是穩定的400V直流電，所以PWM控制器的電流給定是一個恒定值而不是正弦平方波信號，全橋逆變電路中功率器件的驅動信號是SPWM波而不是工頻開關?？梢詫ξ⑿湍孀兤鞯闹麟娐愤M行改造，加入直流支撐電容和作為切換用的固態繼電器，通過一定的控制方法就可以實現微型逆變器并網與離網間的切換。改造電路的原理圖如圖2-65所示。

在微型逆變器正常并網運行時，方框1中的繼電器RL1斷開，直流支撐電容C1和C2不接入主電路，方框2中的繼電器RL2吸合，通過接口J2與電網相連。如果檢測到電網異常，首先通過單片機控制PWM控制器封鎖并停止逆變，使整個裝置停機，再控制繼電器RL1吸合，使直流支撐電容C1和C2接入主電路；RL2斷開使逆變輸出的220V交流電通過接口J1連接負載，這就實現了微型逆變器的離網運行。