2.5　集中式三相逆變器的硬件設計

大功率并網逆變器由功率開關逆變橋、直流和交流EMC濾波器、電流傳感器、并網逆變控制器、交直流濾波器以及多個控制開關構成。

系統硬件電路采用將IGBT模塊、直流儲能電容、吸收電容、驅動單元、控制單元、傳感器等主要電路器件集成在一個模塊內的設計方式。該模塊具有功能獨立、結構緊湊及便于功率擴展等優點。在此基礎上，只需接斷路器、接觸器、濾波電感電容、變壓器、控制電源、預充電單元、觸摸屏、冷卻風機等外圍電路器件，便可設計出完整的硬件電路系統。集中式光伏并網逆變器系統電氣圖如圖2-57所示

集中式并網逆變器功率一般在100kW以上，本書以500kW逆變器為例，對集中式并網逆變器所需要涉及的參數進行計算。它主要包括直流和交流側EMC濾波器的參數、直流側儲能電容、吸收電容、IGBT電路設計、網側濾波器的電感和電容等。

2.5.1　EMC濾波器參數的選取

為了防止高次諧波進入電網和光伏電池組串，同時也防止電網和光伏組串上的強烈干擾影響逆變器的正常運行，在交流側和直流側需要設置EMI濾波器。應根據光伏逆變器的功率大小選擇適當的直流側EMI濾波器和交流側EMI濾波器。標準的EMI濾波器通常是由串聯電抗器和并聯電容器組成的低通濾波電路，其作用是允許設備正常工作時的頻率信號進入設備，而對高頻的干擾信號有較大的阻礙作用。

EMI濾波器最重要的技術指標是對干擾的抑制能力，常常用所謂的插入損耗（Insertion Loss）來表示，它的定義是：沒有接入濾波器時從干擾源傳輸到負載的功率P1和接入濾波器后從干擾源傳輸到負載的功率P2之比，用分貝（dB）表示。

其性能指標和EMI濾波器的插入損耗與濾波網絡的網絡參量以及源端和負載端的阻抗有關。不論是軍用還是民用EMC標準，對設備或分系統的電源線傳導干擾電平都有明確的規定，預估或測試獲得的EMI傳導干擾電平和標準傳導干擾電平之間的差值即所需的EMI濾波器的最小插損。然而，對不同的單臺設備都進行EMC測試，而后分析其傳導干擾特性，設計合乎要求的濾波器，這在實際工程中顯然是不可能的。事實上，國家標準中規定了電源濾波器插入損耗的測試方法。在標準測試條件下，一般軍用電源濾波器應滿足10kHz～30MHz范圍內插入損耗30～60dB。工程設計人員只需要根據實際情況選擇合適的濾波器即可。

對于500kW三相并網逆變器，直流側EMI濾波器選擇型號為B84142A1600S081，其參數為Udc=1000V，Idc=1600A；交流側EMI濾波器選擇型號為B84143B1600S080，其參數為Uac=520V，Iac=1600A。

2.5.2　直流支撐電容的設計

對于700V的直流電壓，考慮到電壓波動，直流支撐電容耐壓值設計為1000V。采用SVPWM調制時，直流支撐電容的紋波電流Iinh計算如下：

式中，M為調制比；Up為交流電壓峰值，線電壓270V；UDC1為MPPT范圍最低電壓；I0為交流電流。

根據直流電壓動態響應性能的要求，在額定容量運行情況下，當逆變器突加50％負載時，載波周期為278μs，直流電壓最大波動應小于5％，則計算直流支撐電容值如下：

選用420μF，額定直流電壓1100V的金屬膜電容，這種電容可滿足電壓要求，查詢該電容的數據手冊可知，電容在75℃時的額定紋波電流為50A，故需要16個電容并聯。考慮降額設計，取2.5倍裕量，共選用40只電容，其額定紋波電流有效值為50×40=2kA。

對于三組對稱設計的情況，直流支撐電容數量是3的整數倍，可以在計算值上下調整。

2.5.3　IGBT電路的設計

IGBT的選取需要考慮三方面的因素：開關速度、額定電壓和額定電流。設計IGBT電路時，大功率三相光伏并網逆變器沒有Boost升壓電路，逆變電路的每一個橋臂由一個IGBT組成，然后六橋臂共6個IGBT構成三相全橋電路。逆變器的額定輸出功率P=500kW，交流輸出線電壓U=270V。根據500kW光伏逆變器的技術要求，直流母線電壓最高為850V，考慮到關斷尖峰可能要達到1.2倍，因此IGBT耐壓要超過850×1.2=1020V，系統的額定功率為500kW，流過IGBT的電流為

額定功率下，流經每個IGBT的電流為1069A，考慮1.4倍以上的裕量，選取1600A，最高端電壓為850V（700V×1.2，逆變器中間直流電壓為700V，考慮20％的裕量）。

根據上述參數的計算，IGBT選用英飛凌公司生產的FZ1600R12IP4，基本參數為1600A/1200V/半橋，配備數量為6個。

在IGBT電路設計過程中，每個IGBT半橋電路兩端并聯一個吸收電容，可以抑制開關管關斷瞬間產生的電壓尖峰。

IGBT模塊的兩端通過復合母排連接到直流吸收電容的兩極上。選用復合母排以后，不但可以減小在IGBT開關過程中產生的過電壓，而且還可以降低電磁干擾，提高了逆變器的電磁兼容（EMC）性能。

2.5.4　吸收電容的選擇

為了消除由于絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）母排的雜散電感引起的尖峰電壓，避免絕緣柵雙極型晶體管的損壞，需要在電路中加入吸收電容。吸收電容在電路中起的作用類似于低通濾波器，可以吸收掉尖峰電壓。

母線電感以及緩沖電路及其元件內部的雜散電感，對IGBT電路尤其是大功率IGBT電路，有極大的影響。吸收電容的選取要考慮使用環境，就是電路電壓、吸收頻率。為安全起見，容量一般不要太大，電容要選高頻性能好、反應速度快的電容，電壓等級和IGBT的等級一致，一般為1200VDC。為了得到準確的吸收電容值，設計如圖2-58所示的吸收電路。

此吸收電路的特點在于巧妙借鑒了傳統放電阻止型吸收電路的拓撲結構，同一橋臂的兩個IGBT吸收電容與輔助放電電感及鉗位二極管串聯，再交叉連接到逆變器直流側輸入端。吸收電容上的過沖能量通過振蕩轉移到放電電感中，既限制了放電沖擊，又不消耗能量。同時，放電電感有多條允許的路徑將能量回饋至電源或饋送至負載。可見，此電路適合用于大功率IGBT電路。

此吸收電路中吸收電容Cs的選取與傳統IGBT逆變器吸收電路中Cs的選取原則相同，都是由電路容許的吸收電壓峰值ΔU來確定其參數。如果已經確定了ΔU的限定值，則可用式（2-26）確定Cs的值：

式中，Lp為母線寄生電感，H；i為關斷電流，A。選取Lp=100nH，i=1000A，ΔU=59.2V，計算得：Cs=3μF。

所以選取吸收電容為3μF/1200V。

2.5.5　網側濾波器的設計

①濾波器電感的設計　光伏并網逆變器的輸出電流的紋波系數決定濾波電感的最小值，額定工作時，電流紋波通常取峰值電流的15％～20％。本書設計取值15％，輸出線電壓270V，假設大功率三相光伏并網逆變器的效率為98％，可得：

式中，σ為電感的紋波電流系數；ΔILmax為電感的紋波電流；Poutmax為逆變器輸出功率；Uout為逆變器輸出電壓的有效值；η為逆變器的輸出效率。

式中，udc為逆變器的直流母線電壓；u0為逆變器交流輸出時的瞬時電壓；L為濾波電感；D（t）為逆變器的占空比；fs為逆變器的開關頻率。因為逆變器的工頻頻率遠遠小于開關頻率，因此可得到

u0（t）=udcD（t）+[1-D（t）]×（-udc）　　（2-29）

又因為本設計采用的逆變電路為雙極性，因此每個開關周期的占空比可表示為：

由以上公式得：

所以當u0（t）=0時，紋波電流具有最大值，

由于開關器件的頻率限制，電感量L不方便取得太小，否則會引起非常劇烈的電流波動，導致系統輸出的諧波含量會隨之增大，此時主電路無法正常工作，因此，濾波器電感的取值要滿足公式為：

逆變器直流母線的電壓udc=700V，開關頻率fs=3.6kHz，ΔILmax=695A

經過計算，最后取電感值為140μH。

②濾波器電容的設計　對于高過濾波器轉折頻率的高次諧波，LC低通濾波器將會以40dB/dec的速度衰減。若選擇遠低于開關頻率的轉折頻率，則對諧波有比較明顯的抑制作用。本設計開關頻率為3.6kHz，取LC濾波器的轉折頻率為1500Hz，則：

最后取電容值為80μF。

2.5.6　參數設計總結

直流濾波器選擇型號為B84142A1600S081，其參數為Udc=1000V，Idc=1600A；交流濾波器選擇型號為B84143B1600S080，其參數為Uac=520V，Iac=1600A。

直流側支撐電容：420μF/1100V。

吸收電容：3μF/1200V。

IGBT電路設計：基本參數為FF1600R12IP4，配備數量為6個。

LC濾波器設計：電感值為0.14mH，電容值為80μF。

主要材料表如表2-5所示。