2.3　組串式單相逆變器的設計

2.3.1　組串式單相逆變器軟件設計

單相逆變器的軟件部分設計主要分為以下幾個部分：首先給出單相逆變器的等效數(shù)學模型，其次介紹基于該模型的逆變器控制部分的軟件設計，緊接著是調(diào)制部分的選擇，最后結(jié)合仿真結(jié)果對控制系統(tǒng)軟件的設計做一個整體的介紹。

2.3.1.1　單相逆變器的數(shù)學模型

單相逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖2-11所示，逆變橋通過L1L2C組成的濾波器和電網(wǎng)連接，逆變器工作時電流方向由逆變橋流向電網(wǎng)如圖中的I1所示，高頻電流部分I2經(jīng)電容C流回逆變橋。所以逆變器工作的電壓電流矢量如圖2-12所示。

矢量關(guān)系：

在設計電路時一般L1=L2=L，I1的值要遠大于I2，R1=R2=R且都很小，上式可以簡化為：

由逆變器工作的矢量關(guān)系可以看出，只要改變逆變橋輸出電壓Uab的幅值和相位就可以控制并網(wǎng)電流的幅值和相位。

將矢量關(guān)系轉(zhuǎn)換到時域中可以得到逆變器在時域中的數(shù)學模型：

2.3.1.2　單相逆變器的控制方法設計

單相逆變器的控制一般采用雙環(huán)的控制結(jié)構(gòu)，外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)。其中電壓環(huán)的輸出作為內(nèi)環(huán)的給定，在實際應用中根據(jù)逆變器輸入電壓的不同，配合MPPT電壓環(huán)的給定也不同。并網(wǎng)逆變器控制的目標是向電網(wǎng)輸送的電流質(zhì)量盡量高，滿足相關(guān)標準的同時對電網(wǎng)的畸變有改善的作用，所以電流環(huán)的設計相對比較重要。本書選擇了PI控制、電壓前饋控制和重復控制相結(jié)合的控制策略設計了控制器，控制框圖如圖2-13所示。

（1）電流前饋部分的設計

實驗測得只利用并網(wǎng)電流的PID調(diào)節(jié)并網(wǎng)電流并不能很好地跟蹤上電流指令值，并且電流與電網(wǎng)電壓之間有一個相位差，PID的調(diào)節(jié)能力是有一定限度的。因此需要引入電流前饋調(diào)節(jié)。電流前饋環(huán)節(jié)分為電流前饋幅值調(diào)節(jié)和電流前饋相位調(diào)節(jié)，即利用實時采樣的并網(wǎng)電流信號，分析它與電壓的相位差及與電流指令值的幅值差，產(chǎn)生一個補償信號作用于PWM調(diào)制波從而抵消與電流指令值之間的差異。前饋環(huán)節(jié)在并網(wǎng)全過程中始終作用。

（2）重復控制部分的設計

由于死區(qū)，驅(qū)動電路的不對稱，電網(wǎng)電壓周期性擾動等非線性因素的影響，單純的PI調(diào)節(jié)器很難滿足并網(wǎng)電流總畸變率（THD）的要求。為了減小周期性擾動的影響，引入了重復控制。實驗表明加入重復控制后THD能降低1～3個百分點，在低功率段效果更明顯。

基于內(nèi)模原理的重復控制能夠有效地消除并網(wǎng)電流的指令誤差和擾動誤差，提供高質(zhì)量的穩(wěn)態(tài)波形。內(nèi)模原理指出，若要一個控制系統(tǒng)具有良好的跟蹤指令和消除擾動誤差的能力，則在反饋控制系統(tǒng)中必須包括一個描述外部輸入信號動力學特性的模型，這個模型就是內(nèi)模。如圖2-14所示，重復控制單元主要由兩部分構(gòu)成：重復信號發(fā)生器、輔助補償器。重復信號發(fā)生器產(chǎn)生周期性參考信號，其中Q（z）為一階低通濾波器，一般取為小于1的常數(shù)。輔助補償器是為了提供相位補償和幅值補償，增加系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度。一般取C（z）=KrZkS（z），Kr為控制增益，取小于1的常數(shù)，Zk補償逆變器本身及S（z）引起的相位滯后。S（z）設計為二階濾波器，用于衰減高頻段，減小諧振峰值。

2.3.1.3　單相逆變器的調(diào)制方法

單相逆變器一般采用SPWM調(diào)制方式。SPWM調(diào)制又可以分為單極性調(diào)制、雙極性調(diào)制。調(diào)制方式的選擇對驅(qū)動電路的設計、濾波器的設計、逆變系統(tǒng)的效率、電流畸變率，以及系統(tǒng)的漏電流都有影響。下面對常用的兩種模式做一下簡單的介紹，根據(jù)不同的應用環(huán)境可以分別選擇。

（1）單極性調(diào)制

單極性調(diào)制的概念以及諧波分析此處不再討論。調(diào)制就是調(diào)制波和載波的一個比較，通過比較結(jié)果控制PWM占空比。在數(shù)字控制器中載波可以通過定時器很容易實現(xiàn)，調(diào)制波的選擇有以下幾種方式，通過對圖2-15中單相逆變橋開關(guān)器件的控制來說明。圖2-16所示為單相逆變橋波形。

如圖2-16所示，單極性調(diào)制波和載波都為正，在逆變過程中控制回路要有換向的邏輯，在實際的應用中為減小開關(guān)損耗提高逆變的轉(zhuǎn)換效率四個開關(guān)管中一般有一個或者兩個工作在高頻的調(diào)制開關(guān)狀態(tài)，其他的開關(guān)管工作在工頻的開關(guān)狀態(tài)，一般應用的有以下兩種，圖2-17及圖2-18中驅(qū)動的順序依次為T1—T3—T2—T4。

從驅(qū)動波形上可以看出第二種開關(guān)狀態(tài)管子的開關(guān)次數(shù)更少，大部分時間只有一個管子在開關(guān)動作，因此這種方式的開關(guān)損耗是最小的，但是在開環(huán)狀態(tài)下這種調(diào)制由于半周始終在為濾波電容充電，測試到的波形接近方波，只有加一定負載時才能得到正弦波。在離網(wǎng)型的逆變器中一般選擇第一種調(diào)制模式比較多。

（2）雙極性調(diào)制

雙極性調(diào)制模式中四個開關(guān)管都工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，同一橋臂的兩個管子之間是互補的，對角的兩個管子可以是相同的驅(qū)動，也可以是相位差180°的調(diào)制波和載波比較產(chǎn)生的兩個不同的驅(qū)動。兩種模式的調(diào)制波如圖2-19和圖2-20所示。

2.3.1.4　數(shù)字仿真

基于以上控制策略搭建了如圖2-21的SIMULINK仿真模型，其波形圖如圖2-22所示。

2.3.2　單相逆變器的硬件設計

組串式單相并網(wǎng)逆變器的硬件設計分三部分介紹，分別是采樣電路、驅(qū)動電路和鎖相電路。

2.3.2.1　采樣電路設計

組串式單相并網(wǎng)逆變器的采樣電路包括電壓采樣電路和電流采樣電路。

（1）電壓采樣電路設計

需要采集的電壓參數(shù)有電網(wǎng)電壓、逆變器輸出電壓和直流母線電壓，其中電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電壓為交流電壓，采集電路相同。

①交流電壓采集電路　交流電壓的采集采用的電壓傳感器模塊型號為LV25-P，以電網(wǎng)電壓采集電路為例，交流電壓采集電路如圖2-23所示。

交流電壓采集電路中，U0、V0為電網(wǎng)電壓輸入端，電網(wǎng)電壓經(jīng)過并聯(lián)電容和串聯(lián)電阻后作為電壓傳感器LV25-P的輸入，LV25-P的輸出端經(jīng)過比較電路輸出VAC1，VAC1為電壓幅值減小的正弦波，VAC1需要經(jīng)過如圖2-24所示A/D采樣電路輸入到DSP中。

為了保證進入DSP中的信號為正，對于交流信號，需要加入一定幅值的上拉電壓，將交流信號都轉(zhuǎn)換為符合DSP要求的正值信號，然后在程序中對采集到的信號進行處理，將信號還原。在圖2-24中的A/D采樣電路中，在電阻R3的一端增加+3.3V的上拉電壓，將采集到的交流電壓轉(zhuǎn)換為符合DSP要求的正值信號。

②直流母線電壓采集電路　直流母線電壓采集電路如圖2-25所示。

在直流母線電壓采集電路中，DCH為直流母線電壓，經(jīng)過R22、R78和R79組成的分壓電路輸出幅值較低的直流電壓DCH-1，考慮到直流側(cè)電壓為400V左右，并且加在DSP引腳的電壓最高為+3.3V，因此R22和R78的阻值選定為200kΩ，R79的阻值選定為3kΩ。DCH-1經(jīng)過運算放大器LM324和光耦HCNR201后，輸出電壓VDCH。VDCH需要經(jīng)過如圖2-26所示A/D采樣電路輸入到DSP中。

因為直流信號均為正值，所以直流信號A/D采樣電路和交流信號A/D采樣電路的區(qū)別在于，直流信號A/D采樣電路沒有上拉電壓。

（2）電流采樣電路設計

系統(tǒng)中需要采集電網(wǎng)電流和負載電流，采用的電流傳感器型號為HKC100BR，輸出的電流信號經(jīng)跟隨電路輸出，再經(jīng)過控制板上的采樣電路輸入到DSP中。電流采集電路如圖2-27所示。

圖2-27中，Hall1為電流傳感器的輸出，IAC1需經(jīng)過交流信號A/D采樣電路輸入到DSP中。

2.3.2.2　驅(qū)動電路設計

組串式單相并網(wǎng)逆變器的逆變模塊使用的是智能功率模塊IPM，它是由IGBT和外圍電路集合起來的模塊，它體積小，并且有外圍保護電路。經(jīng)過選擇和分析，采用的是三菱智能功率模塊PM50RLA120作為逆變器的功率模塊，最大電流50A，電壓為1200V，這可以滿足逆變器升壓和逆變的要求。

在單相逆變中，需要四路PWM來驅(qū)動IPM進行逆變，設定四路PWM驅(qū)動信號分別為UP、UN、VP和VN，以UP信號為例，其硬件電路如圖2-28所示。

圖2-28中，PWM7和PWM8為DSP輸出的PWM波，光耦型號為6N137，DCVcc1為+15V，UP是輸出幅值為+15V的PWM信號。

2.3.2.3　鎖相電路設計

組串式單相并網(wǎng)逆變器需要對外電網(wǎng)電壓進行鎖相，鎖相控制是首先通過數(shù)學方法計算出逆變器輸出電壓和電網(wǎng)的相位差，再根據(jù)該相位差對逆變器輸出電壓的頻率進行調(diào)節(jié)。

通過過零檢測電路來檢測逆變器輸出電壓的相位，其中過零檢測電路是由過零比較器來實現(xiàn)的。正弦波過零檢測電路波形示意圖如圖2-29所示。實現(xiàn)過程如下：正弦交流電通過過零檢測電路后輸出方波信號，并將方波信號的上升沿或下降沿設置為正弦交流電的過零點，然后使用DSP微處理器捕捉該上升沿或下降沿來獲取正弦交流電的過零點，從而來確定電壓相位。

過零檢測電路如圖2-29所示。圖中，首先對外電網(wǎng)電壓進行采樣，采集到的外電網(wǎng)信號經(jīng)過比較電路后輸出方波，將方波信號的上升沿或下降沿設置為正弦交流電的過零點，其中，0cross1為輸出的方波信號。

2.3.2.4　實驗結(jié)果分析

實驗室樣機參數(shù)：濾波電感3mH，電容2μF，直流母線電容2000μF，載波頻率20kHz。實驗采用前述單極性調(diào)制方式的第二種方法。上橋臂施加工頻觸發(fā)信號，下橋臂通以高頻PWM信號。T1和T4的驅(qū)動波形如圖2-30所示。

并網(wǎng)后電流波形和鎖相信號波形如圖2-31中的CH1和CH2所示。由圖中可知，它實現(xiàn)了電流總畸變率小于2％的設計目標。測試發(fā)現(xiàn)加入重復控制后在低功率段電流波形質(zhì)量明顯改善。