4.1 產(chǎn)品機械架構(gòu)決定共模電流路徑

4.1.1 產(chǎn)品機械架構(gòu)決定共模電流機理

產(chǎn)品內(nèi)部電流有兩種模式，一種是差模電流，另一種是共模電流。對于差模電流，它的電流路徑取決于電路原理的設(shè)計和外部差模干擾的注入點。而共模電流（包括外部注入的共模干擾電流和內(nèi)部電路自己產(chǎn)生的共模EMI電流）都存在于產(chǎn)品及/或產(chǎn)品周邊導(dǎo)體所組成的非預(yù)期的路徑中，而且差模電流與共模電流在產(chǎn)品內(nèi)部總是不斷地相互轉(zhuǎn)換。這種非預(yù)期的路徑與產(chǎn)品機械架構(gòu)設(shè)計有關(guān)，盡管聽起來十分奇怪，但事實確實如此。

為了更好地了解產(chǎn)品機械架構(gòu)與對電路中共模電流的影響，下文用W.Michael King教授一篇COMMON-MODE ARCHITECTURAL CURRENT FLOW PATHS：Impact to Functional Reliability and Performance Stability of Systems-Products（《產(chǎn)品機械拓撲架構(gòu)影響共模電流的流動方式》）的文章中的有關(guān)描述和一個實例進行介紹。

W.Michael King是一名獨立系統(tǒng)設(shè)計顧問，他在系統(tǒng)設(shè)計、集成、管理和EMC方面工作了超過44年，在這些年中，他開發(fā)了超過1000個系統(tǒng)。

該文章相關(guān)描述：

當(dāng)RF射頻電流或瞬態(tài)電流流經(jīng)過一塊金屬平板時，圖4-1所示流過平面的電流產(chǎn)生磁場分布圖描繪了此時機械架構(gòu)內(nèi)磁通量的分布模式。當(dāng)一塊金屬平板引入機械孔時，圖4-2所示機械孔使磁通重新分布示意圖描繪了此時平板機械架構(gòu)變化后的磁通，顯然磁通發(fā)生了重新分布，并沿著這些孔產(chǎn)生循環(huán)電流。圖4-2展現(xiàn)了重新分布后的磁通情況，以及一系列層級共模場勢ECMA、ECMB、ECMC，它們跨越孔向，并與射頻電流反向。物理學(xué)表明：當(dāng)這些孔間距相對于孔的尺寸可忽略不計時，會產(chǎn)生被稱為“孔陣效應(yīng)”的現(xiàn)象。這種效應(yīng)意味著，跨越每一個孔所產(chǎn)生的場電勢將會逐漸積累或結(jié)合“相加”。這類似于壓在一起的一串彈簧，彈簧越多，反彈力越大。如圖4-3所示是描述場電勢“孔陣”的等效圖，圖中的“彈簧”就是該電路中等效電感。

將這一原理（孔陣效應(yīng)）延伸至電子產(chǎn)品領(lǐng)域，是否普遍存在呢？回答是肯定的，在絕大多數(shù)電路板上都有孔陣效應(yīng)，如上述描述的為PCB中的地平面時，受PCB地平面中電感（過孔或開槽引起的寄生電感）強烈影響，板內(nèi)將會產(chǎn)生電勢損耗。圖4-4形象地表現(xiàn)了電路板上鉆孔形成的“孔陣效應(yīng)”。

這種PCB中產(chǎn)生的“孔陣效應(yīng)”，其結(jié)果使PCB中產(chǎn)生共模損耗，圖4-4中標注出了兩個“共模”損耗區(qū)域。ECM1為PCB寄生電感損耗，這是由那些位于電路封裝器件附近的通孔和過孔在電路板上引起的損耗現(xiàn)象。ECM2為器件寄生電感損耗，是在電路板上封裝器件內(nèi)的區(qū)域。在大多數(shù)電路板中，這些損耗是不可避免的，如果采用盲孔，或者沉孔不鉆透所有的電路板層，也只能緩解這種狀況。而且，帶盲孔的電路板因生產(chǎn)成本偏高，不適用于大批量商業(yè)產(chǎn)品的制造。

產(chǎn)生圖4-4所示的這種“孔陣效應(yīng)”原因是什么呢？圖4-5是圖4-4等效電路的截面圖。其實是由于共模電流ICM流過那些過孔時，由于孔間等效電感L2產(chǎn)生場電勢ECM1，由此產(chǎn)生Is干擾電流信號。同樣，電路板上的器件封裝部分也會產(chǎn)生類似的Is干擾電流信號，原因是在電感L1處也產(chǎn)生場電勢ECM2。此時，在Is干擾電流信號的作用下，電路板的有用信號之間會建立一個場電勢ECM3，即Ediff，它是疊加于有用信號的差模電動勢，由激勵電流ICM產(chǎn)生，而激勵電流ICM通常以瞬態(tài)或脈沖波形式出現(xiàn)。如果從機械架構(gòu)的角度解釋這種電路效應(yīng)，那么電路板上的封裝器件就像一張蹦床，周圍的鉆孔使其具有勢能（干擾電壓）。

那么，如何改善這種狀況呢？最簡單有效的方法是重視產(chǎn)品設(shè)計中機械架構(gòu)的布局架構(gòu)和拓撲架構(gòu)。然后，再分析機械布局，特別是接口（包括電源）電纜是如何對電路產(chǎn)生干擾的。分析的最終目標是要盡可能地將共模電流（ICM）“引導(dǎo)”至對電路干擾最小的區(qū)域或地方。只要共模電流遠離干擾區(qū)域，就不會產(chǎn)生電路功能紊亂。

產(chǎn)品中大部分影響電路正常運行功能和可靠性的共模電流來自產(chǎn)品“外部”。因此，產(chǎn)品電纜的位置是重要的考慮因素，調(diào)整電纜連接器在電路板中的機械位置，是改變共模干擾電流路徑的一個手段。從圖4-6可以看出，共模損耗問題在所有的電路板上都存在。

如圖4-6所示，假設(shè)代表電勢高低的兩根電纜分別位于電路板的兩端，于是共模電流ICM順勢流過板上的三個集成電路封裝組件，每個封裝組件周圍有鉆孔，這種“架構(gòu)設(shè)計錯誤”通常會引起電路板內(nèi)較大的共模電流，最終分別在每個封裝組件IC1～IC3周圍形成的布局電感（L1～L6）處，產(chǎn)生E1～E6場電勢損失。由于共模的疊加效應(yīng)/耦合效應(yīng)，這個橫截面上的信號和元件都面臨出現(xiàn)功能性問題的風(fēng)險，而這完全取決于電纜位置的安排。

相比較而言，可以選擇將產(chǎn)品中的電纜置于另一種位置，使共模電流僅在該區(qū)域內(nèi)部循環(huán)，而不流經(jīng)那些易引起疊加或耦合的電路區(qū)域。如圖4-7描述了當(dāng)進出電纜置于相近位置時，任何共模電流將會被約束于電纜之間一塊很小的區(qū)域內(nèi)。這種方法“保護了”電路板的其他區(qū)域免受共模噪聲干擾。

同樣，當(dāng)需要采用平行PCB架構(gòu)的時候，要控制共模的負面效應(yīng)，接口的機械位置變得更加關(guān)鍵。一旦考慮不周，當(dāng)外部有共模干擾注入該產(chǎn)品的I/O電纜時，幾乎所有的電路和信號都將忍受共模電流帶來的干擾。

圖4-8表明，如果機械架構(gòu)沒有經(jīng)過有效規(guī)劃，共模電流將會對多層電路板產(chǎn)品產(chǎn)生顯著影響。特別是，這種電流將在電路板層間形成內(nèi)部輻射場，并會動態(tài)加強板層間連接件上的信號，如圖4-8中E7所示。在這個例子中，整個區(qū)域內(nèi)無一處能幸免于共模電流的噪聲干擾。

事實上，如果機械位置選擇得當(dāng)，那么平行電路板架構(gòu)中的電路板的避免共模干擾的解決方案會變得非常簡單。圖4-9給出了一個例子，說明了機械安裝和連接件位置相互作用，提高對共模效應(yīng)的控制。因此，此產(chǎn)品對噪聲的抗干擾能力也將增強。

在圖4-9中，原來安裝在上層板的I/O連接器被改裝到了低層板上，并且在兩板之間再增加一個新的接口轉(zhuǎn)換連接器，該轉(zhuǎn)換連接器將原來上層板的I/O信號線的功能轉(zhuǎn)移到了下層板上。如果接有多個地連接的轉(zhuǎn)換連接器具有很低的地連接阻抗，那么將會在兩個板層間產(chǎn)生“零”共模電壓（如采用金屬板實現(xiàn)上下兩板之間的地互連）。這個“零”共模電壓如圖4-9中N5所示。其他通過機械元件（如支架、金屬片等）而獲得的地與地之間的零電位短接，也能夠提供對任何與框架相關(guān)的共模電流效應(yīng)的控制，如圖N1、N2、N3所示。N4用于確保PCB間互連連接器上產(chǎn)生的共模損耗最小，降低其間的共模電壓。最終，所有內(nèi)部電路產(chǎn)生的共模電流會被限制在系統(tǒng)內(nèi)部，而不外流。同時，所有外部干擾注入的共模電流也都被控制并引導(dǎo)至一個小區(qū)域，接口對接口（圖4-9中外部干擾電流Ientry從一個I/O電纜進入后，直接從另一根I/O電纜流出，圖4-9中Iexit），避免對電路區(qū)域產(chǎn)生過量干擾。

以上關(guān)于W.Michael King教授的文章描述可以看出，產(chǎn)品機械架構(gòu)是產(chǎn)品的重要組成部分，機械架構(gòu)不能單獨成為EMC問題的來源，但卻是解決EMC問題的重要途徑。電磁場屏蔽、良好的接地系統(tǒng)及耦合的避免都要借助于良好的架構(gòu)設(shè)計。對于EMC來說，機械架構(gòu)設(shè)計包含著一個系統(tǒng)層面設(shè)計的概念，也包含架構(gòu)形態(tài)設(shè)計的概念，在一個產(chǎn)品的EMC設(shè)計中，屏蔽設(shè)計、接地設(shè)計、濾波設(shè)計等都不能獨立存在，信號輸入/輸出接口的位置、各種電路在產(chǎn)品中的分布、電纜的布置、接地點的位置選擇都會對EMC產(chǎn)生重要的影響?？偟膩碚f，機械架構(gòu)的EMC設(shè)計要盡量避免共模干擾電流流過敏感電路或高阻抗的接地路徑，機械架構(gòu)設(shè)計要避免額外的容性耦合或感性耦合，機械架構(gòu)設(shè)計要注意良好的、低阻抗的干擾泄放路徑。

4.1.2 EMS測試中的共模電流與產(chǎn)品機械架構(gòu)的關(guān)系

要想分析被測設(shè)備（EUT）的電路是如何被外部的共模干擾源所影響的，就必須對干擾的原理進行分析，弄清楚干擾共模電流流經(jīng)的路徑。產(chǎn)品機械架構(gòu)決定了共模電路的路徑，反映到電路里，就是電阻、電容和電感。這些電阻、電容和電感有可能存在于實際的電路中，也有可能是寄生參數(shù)。本節(jié)主要來描述產(chǎn)品在進行EMC測試時，與產(chǎn)品機械架構(gòu)相關(guān)的電阻、電容和電感，以便進一步理解共模電流的流動路徑和大小。

根據(jù)EMC測試原理和關(guān)于電阻、電感、電容、電壓、電流等基本知識可知，當(dāng)這樣的一個干擾電壓源（如EFT/B干擾源，首先是以電壓源的形式輸出的，電壓源的內(nèi)阻為50Ω，通過一個耦合電容以共模的形式施加到電源接口和I/O接口上）施加到一個或多個負載（EUT中的各個回路）上時，電流會流向各個負載，各個負載上流動的電流大小由負載的大小決定，猶如流水從高地勢流向低地勢，如圖4-10所示。

圖4-10中，阻抗Z1，Z2，Z3，…，Zn表示干擾在被測設(shè)備內(nèi)部流過的各個路徑的阻抗，它是一個由電容、電阻、電感及互感組成的集合體，I1，I2，I3，…，In表示各個路徑中流過的電流大小，其大小在干擾電壓一定的情況下，取決于各自回路中的阻抗。可見，要研究干擾電路對產(chǎn)品內(nèi)部電路的干擾方式和程度，首先要弄清楚以下兩點：

（1）干擾路徑。

（2）干擾路徑中的阻抗。

由于抗擾度測試中的共模干擾電壓總以參考接地板為參考電平，因此其產(chǎn)生的共模干擾電流最終總是要回到參考接地板上以形成閉合電流環(huán)路（如產(chǎn)品中通過接地線形成的回路；由被測設(shè)備殼體及PCB甚至PCB中的印制線和參考接地板之間的寄生電容形成的回路；由被測設(shè)備電纜和參考接地板之間的寄生電容形成的回路等）?？梢?，研究被測設(shè)備中各個導(dǎo)電體與地之間的回路具有重要意義，而要分析被測設(shè)備中各個導(dǎo)電體與地之間的回路，就要從如下幾點談起。

第一，接地線的位置。

產(chǎn)品系統(tǒng)的接地線在EMC測試時總是與參考接地板相連的，因此接地線所在的回路總是產(chǎn)品被注入共模干擾時最重要的共模電流路徑，但通常不是唯一的。

第二，要考慮被測設(shè)備中各個部件（包括電路板金屬外殼、印制線等）與參考接地板（如EMC測試中的參考接地板）之間的寄生電容。電路板或金屬外殼與參考接地板之間的寄生電容，可以用式（4.1）～式（4.3）進行估算：

式中 C total—總寄生電容（pF）；

C plate—平面電容（pF）；

C intrinsic—固有電容（pF）；

S—金屬板或電路板的表面積（m2）；

H—金屬板或電路板與參考接地板之間的距離（m）；

D—金屬板或電路板的等效對角線長度（m）；

ε0=8.85pF/m—空氣中的介電常數(shù)。

例如：一個對參考地表面積為S，對角線長度為D 的矩形浮地設(shè)備，其對參考接地板的寄生電容可以通過簡化式（4.4）、式（4.5）來近似計算：

如一塊尺寸為10cm×20cm的PCB，當(dāng)置于離參考接地板10cm高的距離時，其與參考接地板之間的寄生電容可以計算如下：

D=0.22m

S=0.02m2

H=10cm

C intrinsic(pF)=35×0.22pF=7.7pF

C plate(pF)≈9×0.02/0.1pF=1.8pF

C total≈C plates+C intrinsic=9.5pF

注：由于電快速瞬變脈沖群、ESD等干擾信號所包含的頻率較高，這種寄生電容對干擾傳遞所起的作用是不能忽略不計的。

圖4-11是以一塊大小為20cm×25cm的電路板或金屬板為例說明其與參考接地板之間的寄生電容曲線圖，圖中橫坐標是電路板或金屬板之間的距離，單位是cm（厘米），縱坐標是對應(yīng)的寄生電容大小單位是pF。

孤立印制線與參考接地板之間的寄生電容可以通過如圖4-12所示的曲線查得。圖4-12中W為印制線的寬度，H為印制線離地距離，印制線與參考接地板之間無其他導(dǎo)電介質(zhì)（如PCB底層印制線與參考接地板之間），曲線的橫坐標為H/W的比值，并且H、W是同一單位，縱坐標為每厘米的電容值。

另外，關(guān)于孤立印制線與參考接地板之間的寄生電容，除了通過查圖4-12所示的曲線，還可以用式（4.6）估算。

式中 CP—寄生電容（pF）；

S—等效面積（cm2）；

H—電纜到參考地板之間的距離（cm）。

參數(shù)S、H在PCB中對應(yīng)的位置如圖4-13所示。

在式（4.6）的使用中，值得注意的是關(guān)于等效面積S的理解。等效面積S并非印制線的表面積即長度乘以寬度，而是當(dāng)印制線與接地參考板之間存在電壓差時，之間所形成電場有效面積。該面積一般大于印制線本身的表面積。圖4-14為等效面積示意圖。

以下是一個只帶有一根I/O電纜和一塊PCB 4層板的浮地設(shè)備，其尺寸為20cm×25cm，當(dāng)該設(shè)備置于參考接地板上10cm的距離（見圖4-15），進行電快速瞬變脈沖群測試時，即電快速瞬變脈沖群共模電壓施加在電纜上時，共模干擾路徑、阻抗及參考機理的分析實例。

進入產(chǎn)品的共模電流由于地平面（GND平面）的阻抗相對較低，大部分共模電流會從GND上流過。

如果圖4-15中UCM電壓為2kV，那么流過GND平面的共模電流可以估算如下：

Cp可以通過圖4-11可知，約15pF

ICM =Cdu/dt=15pF×2kV/5ns=6A

可見，會有6A的共模瞬態(tài)電流流過GND平面。其成為電快速瞬變脈沖群共模干擾回路的最主要路徑。

注：以上方法僅僅是一種估算方式，實際上還要考慮很多因素，如寄生電感、電快速瞬變脈沖群源阻抗的影響等。

除此之外，PCB中的印制線與參考接地板之間也存在寄生電容，這樣在GND、信號印制線和參考接地板之間又形成了另一個共模電流的回路（特別是那些處于PCB地層的印制線，正好介于GND平面和參考接地板之間），如圖4-16印制線與參考接地板之間耦合產(chǎn)品的回路所示。

圖4-16中，Z為PCB中GND與信號印制線之間的阻抗，如果PCB層數(shù)超過4層，則通常存在專用的GND層，那么那些布置在底層的信號印制線，正好介于GND平面與參考接地板之間，這些印制線與GND平面的阻抗將會更小。假設(shè)印制線與參考接地板之間的寄生電容為0.1pF，UCM還是電壓為2kV的電快速瞬變脈沖群干擾信號，GND與印制線之間的阻抗Z為100Ω。

則電流ICM計算如下（為了計算方便，電快速瞬變脈沖群干擾的頻率用70MHz代替）：

感應(yīng)電壓計算：

印制線與參考接地板之間的寄生電容，不僅僅在電快速瞬變脈沖群測試中對設(shè)備抗干擾能力有很大的影響，即使像傳導(dǎo)抗擾度測試這樣低電壓幅度的測試中，該寄生電容也對抗干擾能力有很大的影響。

例如：當(dāng)測試電壓為3V，頻率為1.6MHz時（見圖4-17），用類似的方法可以估算印制線中感應(yīng)到的干擾電壓。

電流計算：

感應(yīng)電壓計算：

這個感應(yīng)電壓值雖然很小，也許對數(shù)字電路并不會產(chǎn)生很大的影響，但是對于那些本身具有很低電壓幅度的模擬電路，如RF電路、信號測量電路等，已經(jīng)足夠產(chǎn)生較大的干擾了。

第三，要考慮電纜與參考接地板之間的寄生電容。

EMC測試中，標準規(guī)定電纜置于高于參考接地板一定高度的絕緣支架上，其對參考接地板的寄生電容估算相對固定并比較簡單，一般為每米數(shù)十pF，如10cm高度時，約50pF/m。

第四，要考慮共模干擾傳輸路徑中器件之間或隔離器件兩側(cè)的寄生電容。

隔離器件的寄生電容參考4.6節(jié)的描述，如繼電器線圈與觸點之間的寄生電容約為10pF；光耦兩端的寄生電容約為1～2pF；小變壓器初、次級之間的寄生電容約為10pF或幾十pF。

第五，電路中的工作地是共模干擾在PCB中流動的主要路徑。

如圖4-18所示，當(dāng)同樣大小的電快速瞬變脈沖群共模干擾電壓同時施加在信號電纜中的信號線和地線（0V）上時，如果不存在接口電路接口上的濾波電容C，那么由于信號線與地線上的負載阻抗不一樣（信號線的負載阻抗較高），共模干擾信號將會轉(zhuǎn)變成差模信號施加在器件IC1信號接口和工作地之間。同時，在信號線上的電流也會很小，而大部分電流會沿著地線流動；如果存在接口電路接口上的濾波電容C，信號線上的電流I1經(jīng)過濾波電容后也會流向地線，并與地線上的電流I2疊加在一起形成圖4-18所示中的Iext?？梢?，無論是否存在濾波電容C，在產(chǎn)品內(nèi)部，干擾電流大部分都會在地線上流動。其中C在此完成了產(chǎn)品的第一級濾波，它阻止了共模與差模的轉(zhuǎn)換及降低了器件IC1信號接口和地之間的干擾壓降，使IC1受到保護。

第六，產(chǎn)品中地線及PCB中的地平面是存在阻抗的。

什么是電路中的地？在教科書上的地定義是：地是作為電路電位基準點的等電位體。因此，誤解也就產(chǎn)生了，很多工程師會認為，只要電路中有線或印制線與那個基準點相連，都可以認為是等電位的“地”。顯然，教科書中的這個定義是不符合實際情況的，實際地線上的電位并不是恒定的。如果用儀表測量一下地線上各點之間的電位，會發(fā)現(xiàn)地線上各點的電位可能相差很大，也正是這些電位差才造成了電路工作的異常。電路是一個等電位體的定義，僅僅是對地線電位的一種期望。如果要給地線一個更加符合實際的定義，那就是：信號流回源的低阻抗路徑。這個定義中突出了地線中電流的流動。按照這個定義，很容易理解地線中電位差的產(chǎn)生原因。因為工作地線的阻抗總不會是零，當(dāng)一個電流通過有限阻抗時，就會產(chǎn)生電壓降。因此，電子工程師應(yīng)該將地線上的電位想象成大海中的波浪一樣，此起彼伏。

同樣，談到地線阻抗引起在地線上各點之間的電位差能夠造成電路誤動作，許多人覺得不可思議：用歐姆表測量地線的電阻時，地線的電阻往往在毫歐姆級，電流流過這么小的電阻時怎么會產(chǎn)生這么大的電壓降，導(dǎo)致電路工作的異常。要搞清這個問題，首先要區(qū)分導(dǎo)線的電阻與阻抗這兩個不同的概念。電阻指的是在直流狀態(tài)下導(dǎo)線對電流呈現(xiàn)的阻抗，而阻抗指的是交流狀態(tài)下導(dǎo)線對電流的阻抗，這個阻抗主要是由導(dǎo)線的電感引起的。任何導(dǎo)線都有電感，當(dāng)頻率較高時，導(dǎo)線的阻抗遠大于直流電阻，第6章中的表6-3給出的數(shù)據(jù)說明了這個問題。在實際電路中，當(dāng)一個像電快速瞬變脈沖群這樣包含豐富的高頻成分的脈沖信號流過導(dǎo)線時，就會在導(dǎo)線上產(chǎn)生較大的電壓。對于數(shù)字電路而言，電路的工作頻率也很高，因此導(dǎo)線阻抗對數(shù)字電路的影響是十分可觀的，增加導(dǎo)線的寬度對于減小直流電阻是十分有效的，同樣對于減小交流阻抗的也有作用。在EMC的世界里，工程師最關(guān)心的應(yīng)該是交流阻抗，而不是電阻。為了減小交流阻抗，一個基本的思路是讓多根導(dǎo)體并聯(lián)。如當(dāng)兩根導(dǎo)體并聯(lián)時，其總電感L為：

式中 L1—單根導(dǎo)線的電感；

M—兩根導(dǎo)線之間的互感。

從式（4.7）中可以看出，當(dāng)有N條導(dǎo)體并聯(lián)，且N條導(dǎo)體的總寬度與兩點間的距離可以比擬時，就形成了較低的交流阻抗地平面。如果地平面上有過孔，相當(dāng)于N根導(dǎo)體中的幾條導(dǎo)線當(dāng)中斷開，自然將增大這個地平面的交流阻抗。關(guān)于地平面阻抗的分析將在第6章中描述。

4.1.3 機械架構(gòu)EMC設(shè)計實例分析

圖4-19所示是一個產(chǎn)品的機械架構(gòu)圖。

從EMC的角度來看，該產(chǎn)品的機械架構(gòu)設(shè)計存在嚴重的EMC缺陷：

首先，接地點遠離電源輸入口，必然導(dǎo)致較長的接地路徑，接地效果大大降低。

其次，產(chǎn)品接地點遠離電源輸入線和信號線1，必然導(dǎo)致當(dāng)干擾電流施加在電源輸入線和信號線1上時，使共模電流流經(jīng)整體PCB中的電路和互連排線，互連排線有著較高的阻抗，必然大大加大EMC的風(fēng)險。如果某種原因使得這種機械架構(gòu)不能改變，那么你就得花大力氣解決共模電流流過路徑中低阻抗問題、濾波問題及環(huán)路問題等。這時，良好的PCB地平面設(shè)計是必須的；合理的濾波也是必須的；在排線處設(shè)計一個低阻抗的金屬平面也是必須的。

最后，信號線1和信號線2分別在PCB的兩端。當(dāng)信號線1上進行電快速瞬變脈沖群測試時，將使共模電流由信號線1經(jīng)過PCB，在信號線2與參考接地板之間的寄生電容處入地（寄生電容為50pF/m），如圖4-20所示，或接地點處入地。這種情況下，印制板2（見圖4-19）必須有良好的地平面設(shè)計，無過孔、無縫隙。

也許此時有人會說：“如果該產(chǎn)品不接地，那么會不會好一點？”先來分析一下此時共模電流的流向與大小，再來回答這個問題。圖4-21是進行IEC61000-4-4測試時的共模電流流向示意圖。當(dāng)進行電快速瞬變脈沖群測試時，由于被測設(shè)備、參考接地板之間寄生電容C1和信號線2、參考接地板之間寄生電容的存在（如果是汽車電子設(shè)備也可采用類似的方式，只是干擾源參數(shù)會略有變化）。共模電流會流過兩個路徑，即圖4-21所示中的I1C和I2C。

假設(shè)C1≈10pF，C2≈50pF，則I1C和I2C.分別可以估算如下：

I1C=C1×dU/dt=10pF×4kV/5ns=8A

I2C=C2×dU/dt=50pF×4kV/5ns=40A

注：由于受干擾發(fā)生器內(nèi)阻的限制，一般當(dāng)負載總電容大于50pF時，直接用電纜的特性阻抗150Ω代替總負載阻抗進行共模電流的計算。

從共模電流大小可以看出，即使該產(chǎn)品在浮地的情況下，也會有較大的高頻共模電流流過PCB中的GND。但是有一點是肯定的，遠端接地比不接地情況會更糟糕。可見，將該產(chǎn)品浮地并不能為此產(chǎn)品的EMC帶來多少好處，只有合理的接地才能降低流過PCB的共模電流。

良好的機械架構(gòu)設(shè)計，首先要給出一個EMC較好機械架構(gòu)。對于此產(chǎn)品，因為只有一個接地點，要使共模電流盡可能不影響內(nèi)部電路，改變產(chǎn)品架構(gòu)將對共模電流的流向產(chǎn)生本質(zhì)性的改變，如將信號線、電源線、接地點集中到一塊PCB中，并在一塊印制板的同一側(cè)，如圖4-22所示。

在圖4-22所示的架構(gòu)中，干擾共模電流自電源線、信號線1、2注入后，由于產(chǎn)品電纜的接口處就是接地點，大部分的干擾電流都會從接地點流入?yún)⒖冀拥匕?，只有少量的共模干擾電流流入產(chǎn)品內(nèi)部電路，而且流入產(chǎn)品內(nèi)部的干擾共模電流的大小取決于印制板1、印制板2與參考接地板之間的寄生電容。顯然在這種架構(gòu)方案的情況下流過排線、印制板1、印制板2的電流相比圖4-19所示方案大大減少，并取決于接地路徑的阻抗。

由以上三點分析可以看出，由于電快速瞬變脈沖群、ESD等干擾信號所包含的頻率較高，寄生電容在電快速瞬變脈沖群或ESD等高頻測試中不能忽略。實際上，進行電快速瞬變脈沖群或ESD測試時，并非像表面看上去的一樣，共模干擾電流從干擾發(fā)生器源端，經(jīng)過被注入的電纜，通過接地線回到參考接地板，再回到源端（測試時，干擾發(fā)生器的地與參考接地板有良好的連接）。實際上，共模干擾電流還有通過各種寄生電容流經(jīng)被測設(shè)備的各個阻抗較低的部分，最后通過產(chǎn)品與參考接地板之間的寄生電容和電纜與參考接地板之間的寄生電容流入?yún)⒖冀拥匕?，?dāng)被測設(shè)備接地不良或被測設(shè)備是浮地設(shè)備時，這種寄生電容決定共模干擾電流路徑的作用將更加明顯。這些由于寄生電容引起的不可見的干擾回路也給EMC問題的分析帶來了一定的難度。

鑒于以上情況，對于產(chǎn)品，架構(gòu)設(shè)計是非常重要的，設(shè)計師在設(shè)計時首先要考慮到出口或入口處的所有可能的干擾電流，在此基礎(chǔ)上建立一個“架構(gòu)布局計劃”，使這些電流不能侵入敏感的電路區(qū)域。

4.1.4 EMI共模電流與產(chǎn)品機械架構(gòu)的關(guān)系

1.EMI的共模電流與抗擾度測試中的共模電流控制措施的一致性

共模電流干擾產(chǎn)品的主要原因是共模電流流過產(chǎn)品內(nèi)部電路，可見避免共模電流流過產(chǎn)品內(nèi)部的電路可以提高產(chǎn)品的共模電流抗干擾能力。那么該方法是否與降低共模電流引起的輻射矛盾呢？顯然在大多數(shù)情況下是不矛盾的。

2.連接器處良好接地降低流入PCB的共模干擾電流與降低共模輻射并不矛盾

根據(jù)上一節(jié)關(guān)于電流、電壓、磁耦合等驅(qū)動模式共模輻射的原理，要解決圖2-67、圖2-68和圖2-70所示的幾種共模輻射方法其實很簡單，只要將靠近電纜側(cè)的印制板地與機箱外殼相連（也可通過電容連接）即可。電纜接口處接地解決電流驅(qū)動模式輻射及電纜接口處接地解決電壓驅(qū)動模式輻射分別如圖4-23、圖4-24所示。

從圖4-23和圖4-24可見，靠近電纜側(cè)的印制板地與機箱外殼相連后，電纜接口處的驅(qū)動電壓和電纜上的共模電流消失，自然輻射也不存在了，當(dāng)然接地必須是零阻抗的。實際上，該方法也同時提高了產(chǎn)品的抗干擾能力。以圖2-68所示的例子為例，圖4-25是靠近電纜側(cè)的印制板地與機箱外殼接地點對共模干擾電流路徑的影響。圖中箭頭線表示主要共模電流的流動方向。圖4-25（a）所示的情況下，注入電纜的共模干擾沿著電纜進入印制板，通過印制板中的電路工作地流入金屬外殼，并流入大地。而在圖4-25（b）所示的情況下，注入電纜的共模干擾一旦沿著電纜進入印制板，就通過印制板地與機箱外殼相連點B被引入金屬外殼，最后流入大地，這樣印制板中的電路就受到保護。另外，對于圖4-23所示關(guān)于電流驅(qū)動模式下的共模輻射大小也可以通過良好的低阻抗地平面設(shè)計來降低地平面阻抗Z。地平面阻抗Z減小，當(dāng)同樣的電流流過時，其兩端的壓降也減小，因此輻射也降低。一般情況下，印制板中一個完整的、無過孔的正方形地平面，其任何兩點間，在100MHz的頻率時，阻抗約為是3.7mΩ。在這種地平面下，對于TTL電路至少可以承受600A的脈沖電流（即600A電流流過產(chǎn)生1.8V的壓降），而電快速瞬變脈沖群的最大電流也只有在4kV電壓輸出的情況下達到80A。

對連接器接口上的電路進行共模濾波實質(zhì)上一方面是為了減小共模電流（采用高阻抗器件，如共模電感），另一方面也是為了改變共模電流的方向（采用Y電容），使產(chǎn)品內(nèi)部產(chǎn)生的共模電流不流向I/O電纜，也使外部注入I/O電纜的共模電流在I/O入口處或之前就流向殼體或參考接地板。關(guān)于接口濾波的具體描述參考第5章。

3.屏蔽電纜良好的接地對于提高產(chǎn)品抗干擾能力與降低產(chǎn)品輻射并不矛盾

共模驅(qū)動源產(chǎn)生的共模電流會沿著電纜向外流動而產(chǎn)生輻射。使用屏蔽電纜并將電纜的屏蔽層與機箱外殼完整搭接，就會將共模電流屏蔽在屏蔽層內(nèi)而使輻射降低。同樣，在電纜上注入的干擾共模電流也會由于屏蔽層的存在使共模電流只沿著屏蔽層流動，在產(chǎn)品的接口處流入?yún)⒖嫉鼗蛲ㄟ^金屬外殼流入?yún)⒖嫉?，而不至于流到產(chǎn)品的內(nèi)部電路上，從而提高產(chǎn)品的抗干擾能力，這個道理非常簡單。

在屏蔽電纜的應(yīng)用中，屏蔽層的搭接非常重要，就像2.7節(jié)中的案例描述的那樣，屏蔽電纜屏蔽層接地時，如果存在“豬尾巴”，不但會使屏蔽層的屏蔽效果失效，而且還會使共模輻射變得更為惡劣。其實，對于抗干擾測試中形成的共模干擾電流來說，屏蔽層的搭接對于泄放注入在屏蔽層上的共模電流并提高產(chǎn)品的抗干擾能力也具有同樣的意義。圖4-26為“豬尾巴”對高頻抗擾度測試的影響。從圖4-26中可以看出，“豬尾巴”就像一個電感串聯(lián)在電纜屏蔽層與地之間，當(dāng)電快速瞬變脈沖群瞬態(tài)共模電流流過時，“豬尾巴”兩端就會出現(xiàn)壓降ΔU。對于電纜接口的電路來說，該壓降ΔU就像干擾電壓繼續(xù)施加在屏蔽層與屏蔽電纜內(nèi)導(dǎo)體之間，并注入在電纜接口電路上，最終導(dǎo)致流入PCB的共模電流對電路產(chǎn)生干擾。相反，如果屏蔽層中“豬尾巴”不存在，即屏蔽層與大地良好搭接，注入在屏蔽層中的共模電流將很快地被泄放到參考接地板（或現(xiàn)實中的大地）上，產(chǎn)品內(nèi)部接口電路受到保護。

4.從抗擾度角度設(shè)計的良好架構(gòu)對于提高抗干擾能力與降低輻射并不矛盾

從架構(gòu)方面考慮降低共模輻射的方法，也同樣對提高產(chǎn)品抗干擾能力有利。

（1）改變共模源在天線上的位置

萬一設(shè)備內(nèi)部存在共模輻射源，則電纜是很好的共模輻射天線，而天線在源的同一側(cè)時產(chǎn)生的共模輻射要比天線在兩側(cè)時小得多。所以，在PCB設(shè)計時，所有的連接器最好都放在PCB的一側(cè)。所有的信號線、控制線、電源線也最好從機箱的一側(cè)引出，盡量避免從兩側(cè)引出電纜。顯然，對于這一點，已經(jīng)在圖4-19所示的案例分析中給出了答案。所有的信號線、控制線、電源線也最好從電路板的一側(cè)引出的方法同樣對提高產(chǎn)品的抗共模干擾電流的能有力非常重要的意義。

（2）減小分布電容

對于電壓驅(qū)動的共模輻射，如圖2-68中減小信號線與機殼之間的分布電容C，就可以減小共模驅(qū)動電壓UCM及共模電流ICM，這樣就減小了共模輻射。減小分布電容C的方法非常簡單，只要將該設(shè)備內(nèi)部的I/O電纜遠離高速噪聲源電路部分就可以了。同樣，也會減少來自電纜的共模電流進入產(chǎn)品內(nèi)部。

（3）在PCB上方不允許有任何電氣上沒有連接并懸空的金屬存在

PCB上的集成電路芯片上有時有閑置的門電路引腳，這些引腳相當(dāng)于小天線，可以接收或發(fā)射干擾，所以應(yīng)該把它們就近接回流地或電源線。懸空的金屬，特別是大面積的金屬分布電容大，容易產(chǎn)生電場耦合。任何金屬構(gòu)件如果存在電位差就可能產(chǎn)生共模輻射，所以也必須把它們進行良好的就近接地，例如散熱片、金屬屏蔽罩、金屬支架、PCB上沒被利用的金屬面都應(yīng)該接地。

5.接口上濾波和隔離同樣可以抑制外界干擾的共模電流，也可以抑止產(chǎn)品內(nèi)部產(chǎn)生對外的共模輻射

在I/O接口插入濾波器可以抑制高頻共模騷擾沿著傳輸線向外傳輸，同樣也可以濾除外界注入的共模干擾，不管是反射式的濾波器還是吸收式的鐵氧體濾波器對兩者都有幫助。如把電容器并接在導(dǎo)線和地之間就構(gòu)成了電容共模濾波器，它可以讓出入這條路徑的高頻共模噪聲通過電容器流入地中，從而避免共模輻射或影響后續(xù)電路的正常工作。穿芯電容也是一種可以做為共模濾波器的電容，使用時穿芯電容用螺栓或焊接方法固定在金屬板上，有用信號可以通過其芯線穿過金屬板，而高頻噪聲和干擾則通過芯線與金屬板之間的電容入地。用于吸收共模高頻噪聲的共模電感，當(dāng)將它插入傳輸導(dǎo)線對中，可以同時抑制每根導(dǎo)線對地的共模高頻噪聲或外界干擾。

6.結(jié)論

以EMI共模電流形成和控制（共模騷擾電流）為基礎(chǔ)分析產(chǎn)品的EMC設(shè)計與以抗擾度測試中出現(xiàn)的共模電流（共模干擾電流）的控制為基礎(chǔ)分析產(chǎn)品的EMC設(shè)計兩者得到的設(shè)計措施并不矛盾，這種不矛盾給簡化產(chǎn)品設(shè)計時的EMC分析及風(fēng)險評估提供了可能性。為了使產(chǎn)品設(shè)計時分析簡單化，可以利用某一種測試（如電快速瞬變脈沖）與干擾的原理來分析產(chǎn)品設(shè)計的EMC性能。通過實踐，證明這種思路是完全可行的，并取得了很好的效果。其分析的思路是：產(chǎn)品的設(shè)計，包括產(chǎn)品的架構(gòu)、附加的金屬平面和內(nèi)部電路設(shè)計，能很好地避免共模電流流過產(chǎn)品內(nèi)部電路或敏感電路，或在沒有辦法避免共模電流流過電路時，如何通過合理的設(shè)計方法（如濾波、旁路等）來避免共模電流對電路產(chǎn)生干擾。按照這種思路設(shè)計的產(chǎn)品，其內(nèi)部電路受到的干擾也會比較小，當(dāng)然測試通過的可能性也較高。接下去的幾章將會討論產(chǎn)品設(shè)計時如何避免共模電流流過產(chǎn)品內(nèi)部電路或敏感電路，或在沒有辦法避免共模電流流過電路時，如何通過合理的方法（如濾波、旁路、PCB布局布線、串?dāng)_防止等）來避免共模電流對電路產(chǎn)生干擾。這是本書的核心之一，也是本書所描述的EMC分析方法的核心之一。

按照以上分析的思路，以下幾點是值得在產(chǎn)品設(shè)計過程中或?qū)Ξa(chǎn)品進行設(shè)計評估時關(guān)注的，也是本書所要討論的重點。

● 互連、連接器及其在產(chǎn)品中的機械位置；

● 接地點在產(chǎn)品中的選擇位置和產(chǎn)品是否接地；

● 去耦、旁路電容在產(chǎn)品電路中的位置；

● 金屬板對EMC的意義及其應(yīng)用；

● PCB中地平面阻抗對EMC的意義及良好地平面的設(shè)計；

● PCB中的各類不同EMC屬性的信號之間串?dāng)_分析與防止；

● 屏蔽電纜設(shè)計與屏蔽層的連接分析；

● 隔離與電路中各種地之間的互連方法；

● 產(chǎn)品中寄生參數(shù)（寄生電感和寄生電容）對共模電流路徑和大小的影響；

● 如何在產(chǎn)品電路原理圖設(shè)計之前分析產(chǎn)品機械架構(gòu)的EMC性能；

● 如何實現(xiàn)普通電路原理圖到EMC原理圖的轉(zhuǎn)換；

● 如何設(shè)計良好EMC特性的PCB。

4.1.5 產(chǎn)品機械架構(gòu)EMC設(shè)計案例分析

以下是一個關(guān)于共模電流路徑與產(chǎn)品抗干擾能力的案例，該案例也是對4.1.3節(jié)中所描述的一個有機械架構(gòu)EMC設(shè)計問題的產(chǎn)品，在不改變機械架構(gòu)（實際開發(fā)過程中再去改變產(chǎn)品的架構(gòu)，通常會付出非常大的代價，花去更高的成本）的情況下，提出的又一改變共模電流路徑的方法，即EMC解決方案。

【現(xiàn)象描述】

某產(chǎn)品的機械架構(gòu)如圖4-27所示。

在進行電源接口±2kV，信號接口±1kV的電快速瞬變脈沖群測試時發(fā)現(xiàn)，當(dāng)P1、P2、P3同時接地時測試均不能通過，只有當(dāng)P1接地時，電源接口的電快速瞬變脈沖群測試才可以通過，信號電纜1與信號電纜2測試均不能通過；當(dāng)P1、P2接地P3不接地時，電源接口與信號電纜1（屏蔽電纜）的電快速瞬變脈沖群測試可以通過，但是信號電纜2（屏蔽電纜）的電快速瞬變脈沖群測試不能通過；當(dāng)P1、P3接地P2不接地時，電源接口與信號電纜2的電快速瞬變脈沖群測試可以通過，但是信號電纜1的電快速瞬變脈沖群測試不能通過；當(dāng)P1、P2、P3都接地時發(fā)現(xiàn)所有接口的電快速瞬變脈沖群測試都不能通過。其中P1、P2、P3通過PCB印制線、排針進行互連。

從以上結(jié)果看，沒有一種接地方式可以讓產(chǎn)品所有接口的電快速瞬變脈沖群測試都能通過。

【原因分析】

電快速瞬變脈沖群干擾具有極其豐富的諧波成分，其幅度較大的諧波頻率至少可以達到1/πtr，即可以達到70MHz左右；同時，電源線、被測設(shè)備、信號線與參考接地板之間的寄生電容及被測設(shè)備接地點的位置，決定了電快速瞬變脈沖群的高頻傳輸路徑。因此，試驗時電快速瞬變脈沖群干擾電流會以共模的形式注入電路的各個部位，如圖4-28所示，對電路產(chǎn)生較大的影響。

對于本案例中的被測設(shè)備，在電快速瞬變脈沖群試驗的進行中，整個試驗的原理示意圖如圖4-29所示。

圖中：

EFT：表示干擾源，測試時，干擾源分別施加在DC電源接口、信號電纜1上與信號電纜2上；

C1、C2是被測設(shè)備電源輸入口的Y電容；

C3、C4是信號電纜對參考地的寄生電容；

P1、P2、P3分別是三個可以接地的接地點；

頂層PCB與底層PCB分別是這個被測設(shè)備中放置在上面的PCB和放置在下面的PCB，兩板信號之間通過排針互連。

Z1～Zn表示信號排針的阻抗；

Zg1表示地排針的阻抗；

Zg2表示P2、P3之間互連PCB印制走線的阻抗。

根據(jù)電快速瞬變脈沖群干擾造成設(shè)備失效的機理，流過被測設(shè)備電路中的共模電流的大小直接決定了電快速瞬變脈沖群試驗結(jié)果。圖4-29中的箭頭線表示試驗時共模電流的流向，由此可見，在電快速瞬變脈沖群的干擾源的遠端接地會促進電快速瞬變脈沖群共模電流流過被測設(shè)備內(nèi)部電路，當(dāng)共模電流流過內(nèi)部電路時，電流流經(jīng)的阻抗是決定干擾影響度的關(guān)鍵，如果阻抗較大，則會有較大的壓降產(chǎn)生，即被測設(shè)備會受到較大的干擾，阻抗較小則反之。在本產(chǎn)品中，上、下板之間通過排針互連，顯然高頻下阻抗較大（一般一個PCB上的接插件有520VH的寄生電感；一個雙列直插的24引腳集成電路插座引入4～18VH的寄生電感）。而且三個接地點之間也只是通過較窄的PCB走線互連，阻抗也較大。從這方面來說，該被測設(shè)備一方面需要單點接地來減小共模電流流過被測設(shè)備內(nèi)部電路，另一方面，從阻抗分析及試驗現(xiàn)象上看，三個接地點之間存在區(qū)別，或者說三個接地點之間存在較大的阻抗，這樣就需要通過一定的方法來降低三個接地點之間的阻抗，以使共模電流流過時壓降較小，這個對試驗成功也是非常有利的。

為了減小交流阻抗，采用平面的方式，PCB中設(shè)置完整的地平面或電源平面，而且盡量減少過孔、縫隙等，也可以用金屬架構(gòu)件作為不完整地平面的補充，降低地平面阻抗。一般可以認為完整的、無過孔的正方形地平面上對邊中點間的阻抗在100MHz頻率時，約為3.7mΩ。在這種地平面下，對于TTL電路至少可以承受600A的脈沖電流（即600A電流流過時產(chǎn)生2.2V的壓降），而電快速瞬變脈沖群測試儀器能產(chǎn)生的最大電流由于受其內(nèi)阻的影響也只有80A（在輸出電壓為4kV時）；然而，實際應(yīng)用中，地平面不可能沒有過孔。當(dāng)?shù)仄矫嬷写嬖谟蛇^孔造成的縫隙、開槽時（見圖4-30），1cm長的縫隙、開槽就會造成約1nH的寄生電感。

此時，當(dāng)有80A電流流過時就會產(chǎn)生壓降U：

U=|LdI/dt|=16V

式中 L—縫隙造成的電感，這里假設(shè)1cm長的縫隙就會造成1nH；

dI—快速瞬變脈沖造成的電流，這里假設(shè)最大為80A；

dt—快速瞬變脈沖造成的電流的上升沿時間這里假設(shè)為5ns。

16V顯然對TTL電路來說是個非常危險的電壓，此時必須通過接地、濾波、金屬平面等方式來解決電快速瞬變干擾問題?？梢娋哂型暾仄矫鎸μ岣呖垢蓴_能力的重要性，尤其對于不接地的設(shè)備來講，完整地平面顯得更為重要。

【處理措施】

從以上的分析可以得出以下主要解決方式：

（1）將多個接地點改成單個接地點，即圖4-27中的P2、P3僅接電纜的屏蔽層，取消試驗和實際使用時接參考地的接地線，僅保留P1用來試驗和實際使用時接地。

（2）用一塊金屬片將P1、P2、P3連接在一起，而且保證P1、P2、P3的任何兩點間的長寬比小于3，即保證很低的阻抗，使注入電纜屏蔽層的共模干擾電流流向金屬片最后流向大地，使產(chǎn)品內(nèi)部的電路不受共模電流的影響。

經(jīng)過以上兩點改進后，再進行試驗，測試通過，即電源接口通過電壓等級為±2kV的EFT/B抗擾度測試，±信號接口通過電壓等級為±1kV的EFT/B抗擾度測試。

【思考與啟示】

（1）在高頻的EMC范疇中，多點接地時各個接地點之間的等電位連接對EMC非常重要，確認等電位連接的可靠方式是確認任何兩點間的導(dǎo)體連接部分長寬比小于3。

（2）相對于電快速瞬變脈沖群干擾源的遠端接地對被測設(shè)備的抗干擾能力是不利的，這樣必然促進干擾的共模電流流過電路的地平面。

（3）接地平面的完整不但對EMS有很重要的作用，同樣對EMI也很重要。