1.3　變頻器的基本組成和控制原理

1.3.1　變頻器的基本組成

由公式n=60f₁（1-S）/p可知，改變定子頻率f₁可進行調速。如將三相50Hz交流電經過一定電子設備變換，得到不同頻率的三相交流電，則可使普通交流電動機獲得不同的轉速。這種設備我們稱之為變頻器。變頻器可分為交-交和交-直-交兩種方式。

交-交變頻器主要用于特大功率、較低頻率的運行，應用面較窄，沒形成通用的大量使用的產品。而交-直-交變頻器目前已形成通用產品，大量使用，這里主要介紹這種形式的變頻器。

變頻器的基本組成如圖1-38所示，它由整流器、中間直流環節、逆變器、控制電路組成。整流器的作用是將三相（或單相）交流電整流成直流。中間直流環節負責將整流器輸出的交流成分濾除掉獲得純直流電提供給逆變器。逆變器將直流電重新逆變為新的頻率的三相交流電，驅動負載電動機轉動。

控制電路由檢測電路、信號輸入、信號輸出、功率管驅動、各種控制信號的計算等部分組成，目前這一環節主要由高性能的微機與外圍設備組成的微機控制系統完成。它具有控制功能強、硬件簡單的特點，目前的變頻器實際是一個高性能的計算機系統，但對用戶來講，完全不必了解計算機系統的內部組成如何，只把它看成一個黑箱，了解它怎樣使用即可。

交-直-交變頻器可分為電流型和電壓型兩類。

電流型變頻器的中間直流環節采用電感元件作濾波元件。這種變頻器的突出優點是當電動機處于再生發電狀態時，可方便地把電能回饋到交流電網。它的缺點是電感元件對整流器輸出電壓的交流成分的濾除受負載的影響較大。這種變頻器主要用于頻繁加減速的大容量傳動中，目前應用面不如電壓型廣。

電壓型變頻器的中間直流環節采用電容元件作濾波元件，這種結構可獲得平穩的直流電壓，提供給逆變器。這種結構受負載的影響較小，在空載至滿載范圍內均可獲得良好的性能。它的缺點是當電動機處于再生發電狀態時，回饋到直流側的電能難于回饋到交流電網，必須采用相應的電路加以解決。

1.3.2　PAM（Pulse Amplitude Modulation）方式

電壓型交-直-交變頻器又可分為脈沖幅值調制（PAM）方式和脈沖寬度調制（PWM）方式兩種。圖1-39為PAM變頻器的主回路原理圖。晶閘管V₁～V₆組成全控橋式整流電路，得到直流電U_d，電容C起濾波作用。控制V₁～V₆的導通角可獲得不同幅值的U_d。可關斷晶閘管（GTO）VT₁～VT₆與二極管VD₁～VD₆組成逆變器，VD₁～VD₆又稱續流二極管，它主要起電路過渡過程中的續流電路通路作用。R₁、R₂是等值的，目的是取得U_d的中間電位點。PAM工作方式分120°導通和180°導通兩種方式。這里以120°為例，每個GTO的導通時間為120°。對VT₁和VT₄組成的U橋臂來講，首先VT₁導通120°，隔60°后，VT₁導通120°，再隔60°后，VT₁導通120°，以此方式周而復始地工作。此時用示波器觀察U、O兩點間的電壓波形，如圖1-40（a）所示。另兩個橋臂的工作方式也是相同的，只是導通時間各相差120°。V、O兩點間的電壓波形如圖1-40（b）所示。W、O兩點波形如圖1-39（c）所示。此時用示波器觀察U、V兩點，V、W兩點，W、U兩點間的波形，分別如圖1-40（d）、（e）、（f）所示。這種波形的電壓加入到交流電動機后，由于電動機電感的作用及二極管VD₁～VD₄的續流作用，可獲得變化的電流而形成旋轉磁場，使電動機轉動。

通過控制電路控制GTO導通的頻率即可獲得不同同步轉速的旋轉磁場，達到變頻調速的目的。控制整流器晶閘管的導通角，可獲得不同整流電壓U_d，進而控制輸出三相交流電壓的幅值。因此，這種控制方式又稱為脈沖幅度調制方式（PAM）。

這種調制方式的逆變器功率器件還可用普通晶閘管（SCR）、功率晶體管（CTR）等組成。但要配以相應的輔助電路方可。

PAM在大容量變頻器中有著廣泛的應用。這類電路的優點是每周期內開關次數少、電路相對簡單、對功率器件的要求不高、容易實現大功率變頻器。缺點是：輸出電壓的諧波成分較高，在低頻時，由于電流的斷續，不能形成平滑的旋轉磁場，造成電動機的蠕動步進現象。

1.3.3　PWM（Pulse Width Modulation）方式

交-直-交變頻器要求具有兩個基本特點，即輸出電壓的頻率可變和輸出電壓的幅度可變，所以一般稱為VVVF（Variable Voltage Variable Frequency）方式。前面介紹的PAM方式中逆變器起VF作用，整流器起VV作用。加在變頻器環節中，將每個半周的矩形分成許多小脈沖，通過調整脈沖寬度的大小，即可起到VV的作用。這就是所謂的PWM方式。PWM方式又可分為：等脈寬PWM法、正弦波PWM（SPWM）法、磁鏈追蹤型PWM法、電流跟蹤型PWM法、諧波消去PWM法、優化PWM法、等脈寬消諧波法、最佳PWM法等多種方式。目前常用的是SPWM法。這種方法輸出的電壓經濾波后，可獲得純粹的正弦波形電壓，達到真正的三相正弦交流電壓輸出的目的。

SPWM變頻器的電路原理如圖1-41所示。整流器由不可控器件（二極管）組成。它輸出的電壓經電容C濾波后，提供恒定直流電壓給逆變器，逆變器由6個可控功率器件GTR及反并聯的續流二極管組成。圖1-41（b）是控制回路，參考信號振蕩器產生三相對稱的三個正弦參考電壓，其頻率決定逆變輸出電壓的頻率，其幅值滿足逆變器輸出電壓幅度的要求，即這個振蕩器可發出VVVF信號。三角波振蕩器能發出頻率比正弦波高出許多的三角波信號。這兩種信號經電路的作用后，產生PWM功率輸出電壓。在通信技術中，這里的正弦波稱之為調制波（Modutating Wave），三角波稱為載波（Carrier Wave），輸出為PWM（Pulse Width Modulation）信號。SPWM調制方式可分為：單極性式和雙極性式。單極性式的同一相兩個功率管在半個周期內只有一個工作，另一個始終在截止狀態。例如，U相正半周時，當u_C<u_RU時，VT₁導通；u_C>u_RU時，VT₁截止，形成正半周的SPWM波形，如圖1-42所示。經電動機電感濾波后獲得的等效正弦波如圖中虛線所示。在負半周時，VT₄工作，VT₁截止，獲得負半周的SPWM波形。

所謂雙極性工作方式是輸出的半個周期內每個橋臂的兩個功率管輪流工作。當VT₁導通時，VT₄截止；當VT₁截止時，VT₄導通。這種工作方式要求三角載波信號也為雙極性，其輸出波形如圖1-43所示。采用雙極性調制輸出的相電壓及UV之間的線電壓輸出波形如圖1-44所示。

1.3.4　調制比（載波比）

載波頻率f_c與調制頻率f_r之比稱為調制比N，即N=f_c/f_r，在調制過程中可采用不同的調制比。它可分為：同步調制、異步調制和分段同步調制三種。

同步調制中，N為常數，一般取N為3的整數倍的奇數。這種方式可保持輸出波形的三相之間對稱，這種調制方式最高頻率與最低頻率的輸出脈沖數是相同的。低頻時會顯得N值過小，導致諧波含量變大，轉矩波動加大。

異步調制中，改變正弦波信號f_r的同時，三角波信號f_c的值不變。這種方式在低頻時，N值會加大，克服了同步調制中的頻率不良現象。這種調制方式由于N是變化的，會造成輸出三相波形不對稱，使諧波分量加大。但隨功率元件性能的不斷提高，如能采用較高的頻率工作，以上缺點就不突出了。

分段同步調制是將調制過程分成幾個同步段調制，這樣既克服了同步調制中的低頻N值太低的缺點，又具有同步調制的三相平衡的優點。這種方式有在N值的切換點處出現電壓突變或振蕩的缺點，可在臨界點采用滯后區的方法克服。

1.3.5　U/f控制的原理

在電動機學中知道，如在異步電動機中，外加電壓為U₁，在定子中產生的反電勢則為：

E₁=4.44f₁N₁k₀Φ_M　　（1-20）

式中，f₁為加于定子的電源頻率；N₁為每相繞組的匝數；k₀為比例系數；Φ_M為氣隙磁通。

由異步電動機的等值電路（見圖1-45）可知：

　　 （1-21） 　　

式中，r₁為定子繞組內阻；X₁為定子漏抗。

上式中的為：

　　 （1-22） 　　

式中，L_m為產生氣隙主磁通的等效電感；r_m為勵磁電阻（很小）；為勵磁電流。

當忽略r_m時，主要取決于電源頻率f₁，第二項，此項稱為定子阻抗壓降，當頻率很高時，的值主要取決于第二項，即而L₁?L_m，因此，高頻時。對電動機來講，氣隙磁通Φ_M的大小會影響到電動機的工作效率。如Φ_M太小，電動機效率太低，不能充分發揮電動機的作用，造成輸出功率不足。當Φ_M太大時，電動機磁路處于過飽和狀態，電動機發熱厲害，損耗太大，造成電動機燒毀。因此，電動機的最佳工作狀態應是磁通Φ_M處于額定值。因此，一般來講式（1-20）中的Φ_M為常值時，必須保持E₁與f₁成比例的變化。即E₁/f₁=4.44N₁k₀Φ_M=常數。

由以上分析可知，在較高頻率時，有：U₁≈E₁，因此一般可控制U₁/f₁=常數，這樣就可得到恒定磁通的工作狀態。這就是所謂的U/f控制方式變頻器的工作原理。

上述結論在較高頻率時是成立的，而隨著頻率f₁的降低，減小，造成不斷減小，減小造成減小，而此時一項則逐漸占有比較大的分量，不能再被忽略，在等式中，則不能再被忽略，此時若增加一定的輸入電壓，補償掉定子阻抗的壓降，則可保持U₁/f₁為常數的關系。這一定子阻抗壓降的補償即所謂的“轉矩提升”。

由等值電路可知：，是轉子折合到定子側的電流，它的大小與負載有關。

負載增大時，也增大，一般為較小的定值，因此的值取決于的大小，即的大小與負載有關。即中的大小與負載有關，當負載增大時，增大，增大造成增大，負載較輕時減小。因此，在U/f控制中，所謂的轉矩提升是受負載與定子阻抗的影響的。只有根據現場實測出負載的大小及定子阻抗才能做到精確補償。

轉子形成的反電勢公式為：

E₂=4.44f₁N₂k₀₂Φ_M　　（1-23）

機械功率：

　　 （1-24） 　　

電抗同步頻率為：，轉子轉速為：

　　 （1-25） 　　

其中，

　　 （1-26） 　　

由式（1-25）可見，當轉差率S較小時，cosφ₂≈1，轉矩M_CP與轉子電流成正比（為轉子折合到定子側的電流），而與轉差率S成正比。仿照直流電動機調速系統，一般將這種具有恒磁通的調速方式稱恒轉矩調速。

1.3.6　恒功率變頻調速方式

當變頻器的頻率f₁達到電動機的額定電源頻率（例如50Hz）時，如再增加f₁則不能保持U₁/f₁=常數的關系，而提高了U₁。因為再提高U₁已超過額定電壓，這是不允許的，此時只能保持U₁為額定值。于是，U₁/f₁的比值隨f1的增高而減小，造成主磁通Φ_M的不斷減小，導致電動機轉矩減小，機械特性如圖1-46所示。這種特性類似于直流電動機的弱磁調速方式，一般稱為恒功率調速。

因此在變頻調速過程中，如保持U₁/f₁（E₁/f₁）為常數，可近似認為是恒轉矩調速方式。如保持U₁不變，而只改變f₁可近似認為是恒功率調速方式。

1.3.7　U/f變頻器的U/f曲線的使用

目前變頻器都具有U/f曲線設置功能，如圖1-47所示。圖中U_e稱最大電壓（或額定電壓），f_e為基本頻率，f_max為最大頻率，U_e、f_e、f_max均可通過軟件功能來設置。曲線與縱軸的交點稱轉矩提升值。

曲線2對應空載情況，曲線3對應較輕負載情況，曲線1對應較重負載情況，曲線4、5對應風機和泵類負載情況。

f_max為電動機允許的最高工作頻率，對于f_e～f_max的這一段曲線，輸出電壓為額定工作電壓U_e，此段工作屬恒功率調速。

由于定子阻抗壓降受負載變化的影響，當負載較重時，可能補償不足，負載較輕時，可能產生過補償，造成磁路過飽和，因此做到準確的補償是很困難的。這是U/f變頻器的一個缺點，它的另一個缺點是U/f控制只能控制定子電壓，對轉子轉速來講，屬開環控制，因此，很難對轉速進行準確的控制。它的第三個缺點是，轉速極低時，從機械特性曲線可以看出，由于曲線的彎曲，將會造成轉矩不足。

1.3.8　高功能型的U/f變頻器

針對普通變頻器的缺點，經過不斷研究改進，提出了所謂的高功能性U/f變頻器，富士公司的FRENIC500G 7/G9、三懇公司的SAMCO-L均屬這類產品。由于各公司的產品的處理方法不盡相同，對各種機理進行深入分析已超出本書范圍，這里僅對這類變頻器作簡要介紹。這種變頻器采用了磁通補償器、轉差補償器和電流限制器。

（1）磁通補償器

在變頻器中利用定子電壓和電流的檢測值，通過一定的運算，計算出勵磁電流I₀和轉子電流在低頻運行時，利用這兩個量，計算出負載變化引起的轉子磁通Φ₂的變化量，并控制使其維持基本不變，克服了低轉速轉矩不足的缺點。

（2）轉差補償器

電動機負載增大后，會使轉差率S增大，引起增大，使轉速下降。這是由于這種U/f變頻器是開環控制。如將電動機加上一個測速機構，并反饋到系統中來構成速度閉環，即可獲得較硬的特性曲線。但增加測速機構形成轉速閉環，會增加系統的復雜性。通過測出的變化量也可對轉差率進行補償，如補償得當，不構成速度閉環也可實現精確的速度控制。

（3）電流限制器

轉子電流的大小會反映出負載轉矩的大小。因此，如負載M超過最大值后，保持在最大允許值不變，可使電動機維持在最大轉矩T_max上，實現挖土機特性。在這種特性下，如負載達到了T_max后繼續增加，會造成電動機轉速迅速下降，以致停止轉動，但轉子電流卻維持在最大允許值不變，不會引起變頻器過載跳閘事故。這種功能又稱“轉矩限定功能”。

具有以上功能的實驗結果如圖1-48所示（圖中帶百分號的參數表示相對于額定值的百分數，T—轉矩，M—負載，T_nom—額定轉矩，M_nom—額定負載）。

圖1-48（a）中具有電流限制器的機械特性曲線中，當負載超過100％以后，特性曲線迅速變軟，防止了跳閘。另一條無電流限制器的曲線中，負載增大引起電流增大，造成跳閘。

圖1-48（b）表示低速（f₁=1Hz，n=30r/min）時的轉矩特性，轉矩由0％增至150％轉速基本不變。

圖1-48（c）表示具有轉差補償的機械特性，負載由0～100％變化時，轉速僅降低0.7％，獲得較硬的特性曲線。

1.3.9　矢量控制變頻器

由于直流電動機的構造特點，它的定子磁場Φ與轉子電流I_a是分別控制的，控制定子勵磁電流I_f即可控制磁通Φ，由于轉矩T=C_TΦI_a，因此控制I_a的大小即可獲得不同的電磁轉矩。由于I_a與Φ控制是解耦的，因此只要控制I_a即可控制T，不影響Φ的改變。所以直流電動機的調速系統控制靈活，容易構成具有較高的動、靜態性能的調速系統。

而普通的異步交流電動機只能靠控制定子電壓、頻率或轉差率來控制電動機的轉速。當輸入量改變時，會使磁通Φ和轉子電流I₂同時改變，很難對Φ和I₂進行獨立控制，即它的控制量是耦合在一起的，它構成的調速系統動靜態性能較差。

如仿照直流電動機的控制，通過一定的運算，將異步電動機的磁場分量和轉矩分量分離開，分別控制，而不互相影響的話，也可用交流電動機類似于直流機一樣構成高性能的調速系統，這即是異步電動機矢量控制的思路。

在普通物理中曾經介紹過，將一個U形磁鐵放在支架上，使其旋轉后即可構成旋轉，在U形磁鐵中放一個可轉動的“一”字形磁鐵，即可帶動其旋轉起來，這就是同步電動機的轉動原理。如將轉動部分改為“口”形軟鐵，也可帶動其旋轉起來，這就是異步電動機的轉動原理。

這一旋轉磁場可用旋轉磁勢F表示（見圖1-49）。它可用以同步速度轉動的、外部繞有線圈的鐵芯通上直流電I_f產生。暫稱這種假想電動機為F電動機。如采用相互垂直的兩個電磁鐵M、T，分別通以I_M和-I_T電流，使其合成磁勢力為F的話，那么，這兩種電磁鐵同時以同步速度轉動起來以后，也可以產生旋轉磁勢F，這里暫稱這種假想電動機為MT電動機。

如采用互相垂直的兩個電磁鐵Q、D，但它們是固定不旋轉的，而在其中通以不同相位的正弦交流電i_Q、i_D的話，它也可以產生相同的旋轉磁勢F，這里暫稱這種電動機為QD電動機。

這即是兩相異步交流電動機的原理。

如果采用互成120°角的三個電磁鐵U、V、W，也是固定不動的，使U軸與D軸重合，在其中通以三相交流電的話，它也可產生相同的旋轉磁勢F，這就是三相交流異步電動機的基本原理，這里暫稱這種電動機為UVW電動機。

由以上敘述可知，對于旋轉磁勢為F的異步電動機來講，MT電動機、QD電動機、UVW電動機是等價的，只是所需通入的電流不同而已。對于這幾種電動機的等價關系，其實質是坐標變換關系。這里分別稱為：兩相旋轉坐標系M、T，兩相靜止坐標系Q、D和三相靜止坐標系U、V、W。它們之間的轉換關系如下。

I_QD=RI_ABC　　（1-27）

I_QD=SI_MT　　（1-28）

由上式有　　I_UVW=R+I_QD　　（1-29）

I_MT=S^-1I_QD　　（1-30）

其中

I_QD=［i_Di_Q］^T　　（1-31）

I_UVW=［i_Ai_Bi_c］^T　　（1-32）

I_MT=［I_M　-I_T］^T　　（1-33）

　　 （1-34） 　　

　　 （1-35） 　　

　　 （1-36） 　　

式中，β為負載角，；θ_S=ω_St，ω_S為旋轉角頻率。

由上式可知，S=S^-1，R⁺表示R的廣義逆。

各電動機間的電壓之間也有上述關系式。

如MT電動機中，選擇-I_T對應異步電動機的轉子電流分量，I_M對應勵磁電流分量，那么，對I_M和-I_T的控制與直流電動機中控制磁場電流及轉子電流的方法是相同的，也是解耦的。現可將矢量變換控制的基本原理進一步介紹如下。

由所要求的每相氣隙磁通鏈ψM確定電流I_M，由氣隙磁通鏈ψ_M和所要求的轉矩T確定轉子電流I_T。由I_M和-I_T經變換陣S確定電流i_D、i_Q，再經變換矩陣R^-得三相電流的瞬時值i_U、i_V、i_W，控制異步電動機的定子線圈。于是單獨調節I_M和-I_T即可控制定子三相繞組的電流。

矢量控制時的轉矩表達式可以寫成：

T_em=pψ_MI_T　　（1-37）

式中，p為電動機極對數；ψ_M為氣隙磁通鏈；I_T為電流的轉矩分量。

調節I_M相當于調節氣隙磁通鏈ψ_M，調節I_T相當于調節轉子電流，這種控制相當于直流電動機的控制。配上適當的結構組成，可獲得良好的動靜態性能。

如u_D、u_Q為定子電壓，相當于在DQ機中的分量。那么，它可由變換陣R求出。如ψ_D、ψ_Q為定子磁通鏈在D、Q的兩個分量，它可由下式求出：

　　 （1-38） 　　

　　 （1-39） 　　

式中，為定子每相電阻。

　　 （1-40，1-41，1-42） 　　

根據上式可構成圖1-50所示的單獨控制氣隙磁通鏈ψ_M及轉矩T的矢量控制系統框圖。

由檢測出的電動機定子電壓u_U、u_V、u_W和電流i_U、i_V、i_W經運算器求出ψ_D、ψ_Q、cos（θ_S-β）、sin（θ_S-β）、I_M和-I_T的實際值。給定與實際ψ_M相比較，誤差Δψ_M經勵磁電流調節器計算出勵磁電流給定值，與實際I_M相比較后，誤差ΔI_M送至調節量運算器。

由公式

　　 （1-43） 　　

求出-，與實際值-I_T相比較，得出誤差-ΔI_T送到調節量運算器。ΔI_M、-ΔI_T經調節量計算器，得出矢量I_MI，用公式I_QD=SI_MI計算出，。再利用ψ_D、ψ_Q，由公式：

　　 （1-44） 　　

　　 （1-45） 　　

式中，為定子每相電阻。

求出再經變換矩陣R^-求出這三個控制電壓，經PWM逆變器求出電壓控制電動機。此系統具有ψ_M、I_M、I_T閉環，是具有分別控制ψ_M和T的閉環矢量控制系統，稱之為轉矩矢量控制系統。如電動機加上測速機C_F，測出實際轉速n與給定速度相比較后，誤差Δn經速度調節器計算后，輸出量作為轉矩T*的輸入，則構成速度閉環系統，這種系統稱之為速度矢量控制系統。這種系統與典型的電流速度雙閉環直流電動機系統是類似的，具有良好的動靜態性能。