1.5 開關電源多路輸出反饋回路設計

許多電子產品（如自動化儀表、機頂盒解碼器、傳真機、錄像機、彩色電視機等）都需要多路輸出電源，多路電流負載要求各路電壓都得到穩壓。一般開關電源是不能滿足上述要求的，因為多路輸出往往存在不平衡問題。所謂不平衡是指這個電源某一路的輸出電流Io1連同輸出電壓Vo1調好了，等到調節第二路輸出電流Io2時，第一路輸出電壓Vo1下降了。調好了第一路，第二路變了，再調好第二路，第一路又變了。很是麻煩，更不要說第三路、第四路了。

多路輸出反饋電路也有4種類型：基本反饋電路、改進型基本反饋電路、配穩壓二極管的光耦合反饋電路以及帶精密穩壓源的光耦合反饋電路。其中以帶精密穩壓源的光耦合反饋電路用得最多，這是因為它的性能最好。多路輸出開關電源也有兩種工作模式：一是連續模式（CUM），其優點是能提高控制芯片的利用率；二是不連續模式（DUM），其優點是在輸出功率相同的情況下，能采用尺寸較小的磁心，有利于減小高頻變壓器的體積。多路輸出開關電源一般采用連續模式，因為要提高芯片的利用率。但是二次繞組如何繞制，怎樣提高高頻變壓器的效率以及降低漏感，又是一個新的問題。

1.5.1 多路輸出反饋電阻的計算

多路輸出是以開關電源總功率不變為前提，還要注意改善負載調整率，減小電磁干擾，消除峰值雙倍磁通效應，增強軟啟動功能，實現多路對稱輸出。圖1-51所示是實現上述要求的多路輸出開關電源原理圖。

圖1-51所示開關電源共有5路輸出，其中Vo1、Vo2、Vo3分別輸出5V/2A、12V/1.2A、18V/1A，Vo4和Vo5是對稱的±30V輸出，總輸出功率約為53W。由圖1-51可見，Vo1、Vo2、Vo3為主輸出，主輸出電路分別引出3路反饋控制信號；Vo4和Vo5是輔助輸出，采用正負對稱輸出電路，未加反饋控制。主輸出電路因為有反饋控制，雖然各路的負載電流高到1～2A，但是當各路負載發生變化時，不會互相影響。圖1-52所示是3路同時提供反饋的電路。

在圖1-51中，高頻變壓器的NS1、NS2、NS33組繞線采用堆疊式繞法。在前面3組繞完后，后面兩組也采用堆疊式繞法，只是兩組分開罷了。由圖1-51可見，從Vo1（5V）主輸出電路引出反饋信號后，其余兩組主輸出Vo2、Vo3緊隨其后，同時從各輸出端也增加了反饋。電阻R4、R5、R6的一端并聯在R3上，另一端各接各組電壓輸出端。這樣，各組輸出電壓都得到了極好的穩定性，各組輸出的負載電流從10%變化到100%輸出的負載調整率分別為SI1=±1.2%，SI2=±1.0%，SI3=±0.08%。下面談一下各組輸出反饋電阻的計算方法。

Vo3（18V）輸出的反饋量由R6的阻值決定，Vo2（12V）輸出的反饋量由R5的阻值決定，Vo1（5V）輸出的反饋量由R4的阻值決定。首先計算各路反饋電流IF1～IF3。總的反饋電流為

輸出總電流為

Io=Io1+Io2+Io3=2A+1.2A+1A=4.2A

反饋比例系數K1、K2、K3分別為

各組反饋電流IF1、IF2、IF3分別為

IF1=IFK1=250μA×0.476=119μA

IF2=IFK2=250μA×0.286=71.5μA

IF3=IFK3=250μA×0.238=59.5μA

各組反饋電阻R4、R5、R6的阻值分別為

上述計算方法是計算多路輸出開關電源反饋電阻的一種既簡便又精確的方法。如果要計算4路或5路輸出反饋電阻，可將兩只精密穩壓源并聯起來，基準電壓VREF仍為2.50V，這時電路容量將提高一倍。

1.5.2 多路對稱型輸出的實現

多路輸出自然包括對稱型正負電壓輸出回路。由于變壓器的二次側存在多個繞組，不管變壓器是采取分離式繞法還是采取堆疊式繞法，各個繞組之間必須用薄膜膠帶進行隔離，薄膜膠帶隔離的結果是將會產生層間電容。另外，繞組的匝與匝之間也會產生匝間電容，這種電容的存在是產生峰值電流的原因之一。況且，正負對稱的兩組繞線的長度也不一定相同，它們的阻抗（包括感抗和容抗）也就不一定相等。所有這些不同或不相等的結果將影響對稱輸出的不平衡，就有不對稱輸出的出現。解決不對稱的辦法是：第一，在繞制變壓器時一般采用堆疊式繞法，并且將先繞的那一組（如正電壓輸出）多繞1～2匝，這樣既消除了輕載時的不穩定性，也加強了磁場耦合能力，使得兩組能達到較好的“平衡”；第二，在設計印制電路板時，正、負兩組輸出的整流二極管和第一級濾波電容（見圖1-53）要緊靠高頻變壓器，變壓器的引線以短粗為好，千萬不能出現調整好正電壓輸出后負繞組輸出電壓發生了變化，調整好負繞組輸出電壓后正電壓輸出又發生了變化。雖然正負對稱輸出電路簡單，但在成品開關電源中會出現一些問題，必須在調試過程中積累經驗，認真試驗，保證成品在大規模生產中不出現問題。

1.5.3 多路輸出變壓器的設計

對待二次側多路輸出的高頻變壓器，除了繞組間、層間和繞組與繞組間存在分布電容外，變壓器的一次繞組與二次繞組之間也存在分布電容，電容較大，二次側會產生100kHz或更高頻率的開關噪聲電壓。所以，在設計、制作這類變壓器時應采取一些相應的措施，如適當減少變壓器一次繞組的匝數，增加一次側與二次側間的耦合等。但這僅是一部分，還要在電路設計上采取一定的措施，如可利用圖1-54所示方法減小電磁干擾。

在隔離輸出的接地端與+5V輸出的返回端RTN之間接入電容Co1、Co2、Co3，可將噪聲電壓旁路掉。要求電容的耐電壓值為1000V，容量為1.1～2.2nF。

為了提高開關電源多路輸出的穩定性，可采用多路同時反饋電路，如圖1-52所示。如果要改善多路輸出中某一組或某幾組的負載調整率，則可采用圖1-55所示的方法，就是給5V輸出（輸出電流大的一組）加一個模擬負載，它的阻值應根據負載變化的范圍而定。電路中增加了RF1、RF2，消除了因紋波電流流經R1、C9加到精密穩壓源IC3（TL431）的基準端而造成輕載時輸出電壓不穩定的現象。若一個開關電源有5組輸出，則不可能每一組都出現負載調整率不穩定，最多也不超過兩組，這兩組在低壓、大電流輸出時也許會出現不穩定。圖1-55中RF1、RF2為輸出電壓Vo1、Vo2的模擬電阻，C10是軟啟動電容。

1.5.4 設計多路輸出高頻變壓器的注意事項

多路輸出高頻變壓器的設計與一般變壓器雖然有很多相同的方面，但是不完全一樣。設計多路輸出高頻變壓器時應注意如下事項。

1．最大限度地增強磁耦合程度

多路輸出有5組甚至更多的繞組，每組繞組必須加2～3層高強度、高耐壓的絕緣膠帶，這樣不但會產生大的層間分布電容，還將降低各繞組間的耦合，尤其是一次側對各二次側間的耦合，遠離一次側的繞組必將減少磁耦合。所以，變壓器的一次側不能放在鐵氧體磁心的最里面，而應根據二次側輸出電流的大小來確定一次繞組所要放的層次位置。如圖1-51所示，Vo1、Vo2、Vo3三組輸出電流較大，輸出電流都超過了1A。這既要采用堆疊式繞法，還要采用“三明治”繞法，將兩種方法結合起來使用。下面根據圖1-56具體闡述變壓器的繞制順序。首先從1腳開始，以?0.33mm高強度漆包線或具有高絕緣強度的0.2mm×1.8mm銅條順時針繞4匝至2腳結束，記為NS1。以?0.41mm漆包線從7腳開始，順時針繞26匝至8腳結束，為NP的一半。在繞完的NS1和NP的一半的繞線面上，各繞高壓絕緣膠帶3層，保證NS1與NS2之間的絕緣強度。接著以?0.33mm的漆包線繞5匝，起點是2腳，終點為3腳，記該繞組為NS2。同樣在NS2上面繞3層絕緣膠帶，再以?0.41mm的漆包線在NS2上面繞26匝，起點是8腳，終點是9腳，記為NP繞組。以同樣的順序繞NS3，再繞NF，最后繞NS4、NS5。要注意的是，繞NS4時比NS5多1匝，這是實現正、負電壓對稱輸出所采取的一項措施。將這兩組放在變壓器的最外層，一是由于它們的負載電流較小，二是外界干擾的噪聲信號相對較弱，電源的電壓調整率不因負載的變化而受到影響。

2．磁心的選用

多路輸出受自身輸出功率、磁心的熱力效應、磁心的損耗、飽和磁感應強度等多種因素的影響，因此，選擇磁心時一定要選用最佳磁感應強度的磁心，這是為了避免出現磁心磁飽和，達到磁心的總損耗最小。總損耗最小的條件是銅損與鐵損相等。為了獲得最大的效率和最小的損耗，磁感應強度一定要適量，大了會出現磁飽和，小了則磁感量不足，能量沒有得到充分發揮。另外，磁心形狀的選擇也要引起注意。對于多路輸出，選用EC型磁心比較好，這是因為它繞線的空間大，散熱面積大，而且它的耦合性能也比較好。值得注意的是，變壓器在輸入最低電壓和最大脈沖寬度的條件下，對于多路輸出的開關電源不能出現飽和，當輸入最高電壓時，輸出脈沖寬度會變窄。這說明磁心是合適的，因為磁心已經遠離了飽和區域，是安全的。

3．考慮避免失控

多路輸出電源不能出現任何一路失控，否則，這種電源是失敗的。控制電壓電路應在高靈敏度狀態下工作，當有高電壓輸入時，能夠很快限制脈沖的寬度，這個寬度不能超越設計時的設定值，否則將會失控。當然，電源電路的控制性能要完善，控制電流模式的芯片在考慮避免失控這一要素方面值得借鑒。