1.4 開關電源電路設計理論

1.4.1 開關電源控制方式設計

開關電源的設計多數采用脈寬調制（PWM）方式，少數設計采用脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation，PFM）方式，很少見到混合式調制方式。脈沖頻率調制是將脈沖寬度固定，通過調節工作頻率來調節輸出電壓。在電路設計上要用固定頻率發生器來代替脈寬調制器的鋸齒波發生器，并利用電壓、頻率轉換器（例如壓控振蕩器）改變頻率。穩壓原理是：當輸出電壓升高時，控制器輸出信號的脈沖寬度不變，而工作周期變長，使占空比減小，輸出電壓降低。調頻式開關電源的輸出電壓的調節范圍很寬，調節方便，輸出可以不接假負載，詳見圖1-37所示的波形圖。混合調制方式是指脈沖寬度與頻率都不固定，都可以改變。目前這種調制方式應用得不是很多，產品類型也不多，只是在個別實驗室中使用，其原因是兩種調制方式共存，相互影響較大，穩定性差。再者，這種開關電源電路設計比較復雜，集成控制電路也不是很多。但是它的占空比調節范圍很寬，輸出電壓能做到很低。

1．脈寬調制的基本原理

開關電源采用脈寬調制方式的占很大比例，所以有必要對脈寬調制的基本原理加以了解。220V交流輸入電壓經過整流（UR）濾波后變為脈動直流電壓，供給功率開關管作為動力電源。開關管的基極或場效應晶體管的柵極由脈寬調制器的脈沖驅動。脈寬調制器由基準電壓源、誤差放大器、PWM比較器和鋸齒波發生器組成，如圖1-38所示。從開關電源的輸出電壓取一信號電壓與基準電壓進行比較、放大，然后將其差值送到脈寬調制器。脈寬調制的頻率是不變的，當輸出電壓Vo下降時，與基準電壓比較的差值增加，經放大后輸入到PWM比較器，加寬了脈沖寬度。寬脈沖經開關晶體管功率放大器驅動高頻變壓器，使變壓器一次電壓升高，然后耦合到二次側，經過二極管VD整流和電容C2濾波后，輸出電壓上升，穩定輸出電壓反之亦然。

設計脈寬調制要注意的是反饋信號的質量，反饋信號前沿要陡峭后沿要短促，設計時后沿要用斜坡校正，還要有誤差補償，各脈沖有一定的時間間隔，保證脈寬調制的穩定性和可靠性。

2．脈沖頻率調制的基本原理

脈沖頻率調制的過程是這樣的：如圖1-39所示，從輸出電壓中取出一信號電壓并由誤差放大器放大，放大后的電壓與5V基準電壓進行比較，輸出誤差電壓Vr，并以此電壓作為控制電壓來調制壓控振蕩器（VCO）的振蕩頻率f。再經過瞬間定時器、控制邏輯和輸出級，輸出一方波信號，驅動VT，最后經高頻變壓器TR和整流濾波電路獲得穩定的輸出電壓Vo。假設由于某種原因而使Vo上升或負載阻抗下降，控制電路立即進行下述閉環調整：Vo↑→Vr↑→f↓→Vo↓。該循環的結果是輸出電壓Vo趨于穩定，反之亦然。這就是PFM的工作原理。假設電源效率為η，脈沖寬度為m，脈沖頻率為f，則有Vo=ηmfV1。當ηmV1確定后，通過調制VCO的振蕩頻率就可以調節輸出電壓Vo，并實現穩定輸出。需要指出的是，a、b、c是壓控振蕩器外圍元器件連接端，它們將決定振蕩的工作頻率和頻率調制靈敏度；d為鋸齒波電壓輸入端，由它改變定時器的定時時間。

頻率調制的優點是電路的硬件較少，電路簡單，但定時器邏輯控制器要求嚴格對周圍元器件緊密布局，連線越短越好，所用的電容的頻率特性、絕緣電阻、精密度比較高。

3．開關電源反饋電路的設計

開關電源有兩種工作模式：一種是連續模式（Continuous Mode，CUM），另一種是不連續模式（Discontinuous Mode，DUM）。這兩種模式的主要差別是，在振蕩周期中電路電感是否有電流存在。也就是說，在振蕩周期中電感上的電流為零值時稱為不連續模式，在振蕩周期中電感上的電流大于零的稱為連續模式。連續模式能量是不完全傳遞的，不連續模式則為能量的完全傳遞。采用連續模式的轉換器可以減小一次側峰值電流和有效值電流，降低電路損耗。但連續模式要求增大變壓器的一次電感，這將會使變壓器的匝數增多、體積增大。不連續模式就是將高頻變壓器所存儲的能量在每個關斷周期內全部釋放出去，所以要求高頻變壓器的一次電感量要小，以適合輸出較大的功率。開關電源在采用哪種工作模式的同時，還必須聯系到反饋。反饋的種類很多，電路也千變萬化，但基本類型只有4種，即基本反饋電路、改進型基本反饋電路、配穩壓管的光耦合反饋電路以及配TL431的精密光耦合反饋電路，如圖1-40所示。圖1-40a所示為基本反饋電路，這種電路在小功率開關電源中應用得較多，電路簡單，成本低廉，有利于電源小型化，缺點是穩壓性能差，電壓調整率和負載調整率都不太理想。圖1-40b所示為改進型基本反饋電路，它是在基本反饋電路的基礎上加一只穩壓二極管VS2和電阻R2而組成的。這樣可使反饋電壓穩定，負載調整率降低，輸出電壓的穩定性得到提高。圖1-40c所示為配穩壓管的光耦合反饋電路。當輸出電壓Vo發生變化時，光耦合器的發光二極管將發出不同亮度的光，外部電壓與基準電壓的差值經光耦合器接收后去控制集成電路UC38××進行調整，控制輸出電壓。該電路能使電源的負載調整率達到1%以下。圖1-40d所示是配TL431的精密光耦合反饋電路，該電路在開關電源中應用得最多。它的效果最好，穩壓性能最佳。用TL431代替穩壓管VS2構成外部誤差放大器，對輸出電壓Vo做精細調整，組成精密開關電源，使電壓調整率和負調整率均能達到0.2%以下，應用十分廣泛。

1.4.2 低通濾波抗干擾電路設計

低通濾波就是為了防電磁干擾。電磁干擾分為傳導干擾和輻射干擾兩大類。傳導干擾是通過交流電源傳播給用電設備的，它的干擾頻率一般在30MHz以下，輻射干擾是通過空間大氣層對物體的直射或斜射，它的輻射干擾頻率為30～100MHz，甚至更高。

對于開關電源中的電磁干擾，我們要搞清楚干擾源來自哪里？干擾的通道和傳播方式是什么？在開關電源中，電磁干擾主要來自功率開關管、整流二極管及高頻變壓器，當然還有一些非線性元器件及印制電路板元器件的布局和走線也不可忽視。功率開關管和高頻變壓器是處在高頻環境下工作的。電壓高、頻帶寬所產生的高次諧波含量高，要抑制電磁干擾，提高電源的工作效率，必須對產生電磁干擾的元器件進行精心設計。

開關管的負載是高頻變壓器的一次繞組電感。電感負載的特點是電路在開通和關閉瞬間將產生很大的反向電流，稱為涌流。這種電流常在變壓器一次繞組兩端產生浪涌峰值電壓。開關管在關斷瞬間，由于一次繞組存在有漏感，有相當一部分電能不能傳到二次側，因此，這部分電能將在開關管的集電極或漏極形成尖峰電壓，尖峰電壓與開關管的關斷電壓疊加為浪涌電壓，此電壓對開關管造成嚴重危害，它還將通過導線由電路輸出，形成傳導干擾。同樣，脈沖變壓器的一、二次繞組在開關管的作用下，也將形成高頻開關環路電流。這個環路電流將向空中輻射，形成輻射干擾。如果電路中的電容量不足，高頻特性不好，高頻阻抗高，這時高頻電流將以差模方式傳到交流電源電路中，形成傳導干擾。另外二次整流的反向恢復電流比續流二極管的反向恢復電流小得多，但是，整流二極管的反向恢復電流所形成的干擾信強度大、頻帶寬、輻射面大，這些都是開關電源研發人員要認真對付的，防止這種干擾源的形成。

開關電源的傳導干擾是由輸入電源傳播的，會對所有的電子設備產生嚴重的干擾。抑制傳導干擾最有效的方法是在電路的輸入、輸出端加濾波器，還有加緩沖器、減少耦合回路、降低寄生振蕩等方式。近年來隨著新的電子器件不斷出現，人們提出了一些新的抑制方法，包括有新的控制理論和新的無源緩沖電路等。

1．頻率調制控制法

由于頻率的變化而產生的干擾源的能量在開關頻率下都集中在動態元器件上，要抑制這些動態元器件所產生的干擾頻率，滿足抑制EMI的標準，有一定的困難。開關頻率、信號能量抑制是一種比較好的辦法。能量調制分布在一個很寬的頻帶上，產生一系列的分立的邊頻帶。這樣將干擾頻譜展開，干擾能量被分割成小段分布在各個頻段上，經過頻率調制，抑制開關電源的EMI被化解、吸收，使這一干擾源能量減小。

以前采用隨機頻率控制的主要出發點是在電路中加進一個隨機擾動信號，使開關的時間間隔進行不規則變化，則開關噪聲頻譜由原來離散的尖脈沖變成連續分布頻率噪聲，這樣噪聲峰值大大下降。

2．無源緩沖電路

開關電源中的電磁干擾大多是由開關管產生的。其次，輸出的整流二極管在導通時，其導通電流不僅將引起大量的開通損耗，還會產生大量的導通電磁干擾信號；在關斷時，由于二極管極間電容的存在，同樣產生電磁波信號。如果在電路上加進緩沖電路，不僅可以抑制二極管在開通和關斷時的電磁干擾，而且具有電路簡單、容易控制的特點，因而得到了廣泛應用。但傳統的緩沖電路結構復雜，很難控制，還可能產生高的電壓、電流應力，對開關電源的使用壽命和工作可靠性造成不利。這種緩沖電路不能用于抑制電磁干擾。

圖1-41所示是升壓式DC/DC變換電路二極管反向恢復電流抑制電路，結構簡單，可靠性高。

如圖1-41a所示，VT1導通后，二極管VD1截止。由于VD1上的電壓很高，VD1截止后靠反向尖峰電流加以恢復，反向恢復電流只能由特定的變換器才能抑制。圖1-41b所示電路可以較好地解決這一問題。該電路在圖1-41a所示電路的基礎上增加了二極管VD2和電感L2，這兩個元件與主電路電感L1串聯，又與主二極管VD1并聯。當VT1導通時，二極管VD2、電感L2對主電路進行分流，使VD1上的電流為零，直至VT1截止。由于L2的作用，VD2上的反向恢復電流很小，近似于零。這種變換器電路最重要的特點是限制了主二極管的反向恢復電流。這種方法還可以用在輸入、輸出整流二極管對反向電流的抑制方面。圖1-42就是這種方法的運用實例。主二極管的反向電流會對開關管造成很大的電流、電壓應力，輕則增加電路的功率損耗，重則會使開關管損壞。圖1-43所示是無損緩沖電路，它的工作原理是這樣的：主開關管導通時，電流IL分兩部分，一部分流向二極管VD，即電流ID；另一部分流向L1，即電流IL1。當開關管關斷時，電流IL1受VD1、C1的限制，利用L1、C1、C2之間的諧振及能量轉換，實現對主二極管VD的反向電流的限制，使開關管的損耗、EMI的量大大減少。同時VT導通時，C1上的能量通過二極管VD2轉移到C2上；VT關斷時，C2和L1上的能量傳遞到負載。這種緩沖電路的損耗很小，效率很高，很有參考價值。

圖1-44所示是正激式無源補償電路，利用磁性復位繞組，可以更加方便地進行補償。補償電容CCOMP與寄生電容CPARA的容量大小一樣。工作時變壓器TR使CPARA產生的干擾電流與CCOMP所產生的干擾電流大小相同、方向相反，兩者疊加后相互抵消，消除了干擾電流。二極管VD3不但可以保護開關管VT1，還對TR產生電磁信號起到旁路作用。

3．接地方法

“接地”有兩種：一種是設備接大地，另一種是設備儀器信號接地。兩者的概念不一樣，目的也不同。前一種要求設備接地的接地電阻必須小于0.05Ω，后一種地是設備儀器電位的基準點。另外還有浮地，采用浮地的目的是將電路與公共接地系統可能引起的環流的公共導線隔離開。浮地可以使不同電位間的配合變得容易，可以增強抗干擾性能，使設備穩定工作。

4．屏蔽方法

抑制開關電源產生輻射干擾以及外界對電源的干擾，采用屏蔽的方法是最有效的，也是最普遍的。屏蔽的材料除了電導率良好的金屬材料外，還可用磁導率較高的磁性材料。脈沖變壓器對磁通的泄漏是最容易發生的，有漏磁就會產生磁場干擾。對這一問題，可以利用閉合環形成磁屏蔽，使磁場在一個環形材料內循環，不向外界散射。另外，還可以對整個開關電源進行電場屏蔽。若用電場屏蔽，則外殼引出線一定要與地連接。磁場屏蔽與電場屏蔽是兩個概念，屏蔽的方式有點不同。屏蔽還要考慮散熱問題和通風問題，一般在屏蔽外殼上鉆圓形通風孔，通風孔以多為好，但孔徑要小，防止泄漏。屏蔽外殼的引入、引出線要采取濾波措施，否則不僅不起作用，還可能成為干擾磁場發射天線。如果進行磁場屏蔽，外殼則不需接地。

5．濾波方法

開關電源用得最多的電流處理方法是濾波，如低通濾波、電源濾波、高頻濾波、紋波濾波等。低通濾波就是將濾波電路安裝在開關電源的進線與橋式整流電路之間，它可減少從電網引入的傳導干擾噪聲，對提高開關電源的可靠性起著十分重要的作用。

傳導干擾就是電磁噪聲干擾，是開關電源的主要隱患之一。傳導干擾又分差模干擾和共模干擾兩種。一般共模干擾比差模干擾所產生的電磁輻射能量要大。抑制電磁輻射的最有效方法是采用無源濾波。

1.4.3 整流濾波電路設計

1．低通濾波電路設計計算

低通濾波電路是由電容電感所組成的，它結構簡單、成本低廉，但它的作用對抑制傳導干擾是有效的，理論上電路設計是復雜繁瑣的，技術指標有十幾個，計算公式也非常冗長。

進行低通濾波設計時，應注意電磁兼容性。所有的電子設備都在不同程度上存在有EMI，也要求具有良好的EMC。根據麥克斯韋理論，任何傳導，如果有電流在導體上流動，那么這個導體的空間就會產生變化著的磁場，磁場作用范圍的大小，取決于變化著的頻率和產生電磁的電能的大小，它將決定磁場輻射的強度和發射電磁的空間，這就是電磁干擾。而EMC是什么？在有限的空間、時間和頻率范圍內，各種電氣設備共存而不引起設備性能下降，這就是電磁兼容性。一臺良好的EMC電氣設備，應該不受周圍電磁噪聲的影響，也不對周圍環境產生干擾。

低通濾波器的參數有很多，主要影響參數如下。

（1）低通濾波頻率的低頻段fL和高頻段fH的計算

式中，Cin為低通濾波器的電容，以圖1-23b的電路為例：

式中，Vin是變量，有三種電壓輸入方式：固定輸入：110/115V；通用輸入：85～265V；隨機輸入：230V±35V。

η為濾波整流效率，

式中，DC為當輸出電壓為最佳值時的調制占空比，一般取0.41；PD為低通濾波后的整流輸出有效功率；VF為整流二極管的正向壓降；K為輸出直流電壓與輸入交流脈動電壓比值。

式中，LS是感通量，以圖1-23b為例，LS=L1+L2。

fL和fH是濾波器低端和高端振蕩頻率譜，輸入阻抗Rin是隨著頻率上升而增大的，它處在低端抑制電源本身，通過網線的傳導干擾，它對EMC起很大作用。fH是高端頻率譜，感通量越低，振蕩的頻率越高，對抑制空中的輻射電磁波的能力越大，但過大的LS不利于EMC。

（2）低通濾波輸入電抗的計算

電抗是阻抗、感抗和容抗的矢量和，它跟隨頻率變化。當感抗等于容抗時，就產生諧振；當感抗大于容抗時，負載稱為感性負載，反之為容性負載，兩種負載對電路計算和處理的方式是不同的。輸入阻抗在一定頻率下，所呈現電阻是不變的，但在頻率改變時，它將沿著指數曲線變化，它對電路損耗也有影響。

式中，ZC是交流電抗，R是交流阻抗，2πfL和1/（2πfC）是感抗和容抗。電抗ZC的大小，直接影響電源的效率，三參量搭配是否合理對抑制EMI的產生、保證射頻傳輸干擾指標達到要求產生很大影響。

（3）插入損耗的計算

所謂插入損耗是指把EMI濾波器加進輸入電路與橋式整流回路之間，負載噪聲電壓的變化對數比，它以電平分量分貝表示，分貝值越大，抑制噪聲干擾的能力越強，EMC參量高。插入損耗Adb計算公式是

式中，V1、V2分別為濾波器插入前和插入后的噪聲電壓。插入損耗越大，低通濾波效果越好。

理論上計算損耗是很繁瑣且復雜的工作，因為插入損耗是濾波器振蕩頻率的函數，只有通過實驗室的實際測量，將測量的結果繪制成曲線得到結果。

（4）低通濾波器漏電流的計算

開關電源的漏電流是有明確限制要求的，一般漏電流來自電解電容和功率開關管，還有高頻變壓器的漏感所形成的漏電流，漏電流對人體安全是有害的。開關電源要求漏電流小于0.5mA。

ILD=2πfCinVC

式中，f是供電電網頻率（Hz）；Cin是低通濾波電路所有電路上的電容量（pF）；VC是電容Cin對大地的壓降（mV）。

2．輸入整流濾波電路設計計算

開關電源的AC/DC轉換是將交流電經橋式整流、電容濾波，稱之為一次整流濾波。電源的控制電路、脈寬調制電路、功率因數校正電路都是在直流電的條件下工作的。

電網來的交流電壓經全波整流變為脈動直流電壓ui，再經過電容濾波得到較為平直的直流電壓Vi，如圖1-45a所示，。

交流電網的電壓u，經全波整流，直流輸出電壓的0.9倍，即Vo=0.9u；直流輸出電流Io=0.9u/（R+Z）；二極管承受最大反向電壓。

例如，有一電網輸入交流電壓85～265V，輸出功率Po=60W，求：1）輸入有效電流；2）輸入平均電流；3）計算輸出紋波電壓；4）計算充電電流；5）計算濾波輸出的負載電流；6）計算電容壽命；7）計算整流二極管的峰值電流和開關管的峰值電壓。

3．輸入整流濾波電路元器件的計算

設開關電源的工作頻率為50Hz，效率為85%。

輸入最低直流電壓。

輸入最高直流電壓。

電路輸入功率Pi=Po/η=60W/0.85=70.6W。

計算轉換電能占空比：Dmax=VOR/（Vmin+VOR-VDS（on）），Dmin=Vmin/（Vmin+VOR-VDS（on））。

式中，Vmin、VOR分別是輸入直流電壓在變壓器一次繞組的最低和最高感應電壓，VDS（on）是開關管的導通電壓，分別取90V、135V和10V代入上式：

Dmax=135/（90+135-10）=0.628

Dmin=90/（90+135-10）=0.419

Dave=（Dmax+Dmin）/2=（0.628+0.419）/2=0.524

1）計算輸入有效電流Ias=Pi/Vi（min）=70.6W/120.2V=0.59A。

2）計算輸入平均電流Idc=IasDave=0.59A×0.524=0.31A。

3）計算整流濾波電容C的容量

式中，f為輸入交流電壓頻率，50Hz；tc是整流二極的導通時間，通常整流橋的導通角為180°，但由于濾波電容C的作用對電路有充電和放電，二極管的導通角只能是36°～90°，也是電容充電時間。從圖1-45b可見，oa為半個周期的一半，oa=5ms，那么ob是多少呢？

90∶5=36∶ob，即ob=36×5ms/90=2ms，則ab=5ms-2ms=3ms。

圖1-45c是整流電流的波形。

4）計算電容負載電阻RLC=Vi（min）/Idc=120.2V/0.31A=387.7Ω。

設低通濾波的電抗ZC=10Ω，則濾波器的電阻與電容負載的阻抗比值為ZC/RLC=10/387.7≈0.026。

5）計算電容濾波的紋波電壓Vcr=4Iasto×10-3/（2πC×10-6）=4×0.59×3×10-3/（2×3.14×68×10-6）V=7.08×10-3/427.04×10-6V=16.6V。

6）計算電路對電容充電電流Iaca。橋式整流電路每半周3ms時間對濾波電容充電（7ms為放電時間），其充電電流Iaca=tcIacp/（T/2）。根據阻抗比值0.026，由圖1-46查到Iac/Idc=1.2，則Iac=1.2Idc=1.2×0.31A=0.37A。

又由圖1-47查出Iacp/Idc=3.6，則低通交流輸入的峰值電流Iacp=3.6×0.31A=1.12A。所以充電電流Iaca=3×10-3×1.12/10×10-3A=0.336A。

7）計算濾波電路的負載電流IrL。由輸入有效電流Ias減去充電電流的矢量差為濾波的負載電流，。

8）計算電容壽命。若變換器確定的最高溫度為60℃，機內溫升為15℃，電容器工作環境溫度為75℃。環境溫度為75℃時，補償系數K為1.32，50℃時允許紋波電流為0.33A，則

Ir75=1.32Ir50=1.32×0.33A=0.436A

當環境溫度為50℃時，內部溫升為

ΔT65=ΔT75K2=4.25×1.322℃≈7.4℃

當環境溫度為75℃時，電流為0.26A，內部溫升為

電容器的壽命LV為

LV=L0×2（75-65）/10×4（5-4.6）/10=2500×21×40.04H≈5285H

式中，L0為電容的保證壽命，可由生產商的產品目錄查得。電容所承受的電壓是最大輸入電壓的倍，實例中為。所以電容選用容量為68μF、耐壓為400V、溫度為105℃的電解電容，在環境溫度為75℃時，承受最高電流為1.12A。

1.4.4 整流二極管及開關管的計算選用

開關電源的整流橋由四只二極管組成，每兩只二極管串聯起來完成交流電壓半周期的整流任務。因此，每只二極管流過的電流只有每個周期平均電流的一半；每個二極管所承受的峰值電壓的一半。

1．計算峰值電流IPP

IPP=Ids/Dmin=0.59A/0.419=1.41A

2．計算峰值電壓Vdsp

設變壓器一次電感量LP=0.85mH

通過計算，每只整流二極管所承受的電流為最大電流一半的3倍，所承受的電壓為峰值電壓一半的2倍，即，。根據計算選用二極管1N5407，它的最高反向工作電壓VRM為800V，額定整流電流ID為3A，完全滿足上例整流電路的要求。又根據所計算出的峰值電壓和峰值電流選用IRF820，它的漏源反向擊穿電壓V（BR）DS和最大漏極電流IDmax也符合上面所計算出的參量要求。選用時請參考表2-5的技術參數。

3．開關功率管消耗功率的計算

開關功率管是開關電源的重要部件，是關系到電源損耗、功率效率的關鍵器件。以圖1-48為例計算開關功率管的主要參數。這些參數既不是選用的開關管反向耐壓越大越好，也不是放大倍數越高越好用，而是綜合電路參數及其承受的應力應平衡。

圖1-49所示，峰值電壓為浪涌電壓、吸收電壓VR3、輸入最大直流電壓Vi（max）之和。

開關功率管所消耗的總功率PQ1為

按圖1-50分別計算開關管在導通時起點和終點的電流Ids1、Ids2。

式中，ΔIL為電流在扼流圈上的波動值，按10%進行計算。

t1、t2、t3、t4的值如圖1-50所示。t1+t2+t3=ton（max），t4=toff，t3為開關管的存儲時間。

開關功率管MOSFET的PN結溫度Tj越高，導通電阻Rds越大，功耗也越大。當Tj超過100℃時，Rds是產品目錄給出值的1.5～2倍。所以，開關功率管的損耗主要是由于Rds而產生的。這時有必要加ton進行計算，也就是在Vi（min）時采用ton（min）進行計算。這里VT1采用IRF734，查技術參數表可知ton=0.04μs，toff=0.10μs，ton（max）=2.0μs。根據圖1-50，t2=（2.0-0.04-0.10）μs=1.86μs。由上面公式求得

仔細分析，開關功率管有四類損耗：

1）開門損耗：PCON=I2sRDS（on）D

2）開通損耗：

3）關斷損耗：

4）驅動損耗：PGD=CissU2i·fs

式中，Is為正向電流有效值；RDS（on）為MOS導通電阻；fs為開關工作頻率；Ciss為輸入電容；Coss為輸出電容；UDS為MOS管漏-源極壓降；Ui為輸入電壓；Ton為MOS管導通時間周期。

1.4.5 開關電源吸收回路設計

吸收回路如圖1-48所示，它是利用電阻、電容和阻塞二極管組成的鉗位電路，可有效地保護開關功率管不受損壞。VT1導通時，變壓器TR1的磁通量增大，這時便將電能積蓄起來。VT1截止時，便將積蓄的電能釋放，變壓器一次繞組中便有剩磁產生，并通過VD5反饋到二次側。剩磁釋放完畢后，一次繞組N1的電壓Vi（min）為

根據1.4.4節的計算，加在VT1上的電壓峰值Vdsp≈495.74V。又設吸收回路工作周期T=10μs，一次繞組電感LP=0.85mH，則吸收回路的電阻R3為

時間常數R3C6比周期T大得多，一般取5倍左右。

則，取0.06μF

用開關管MOSFET上的峰值電壓（Vdsp）減去圖1-38中R3兩端的電壓VR3，就是阻塞二極管VD5所承受的電壓。

式中，VS是高頻變壓器的二次電壓，設VS=13.3V；n是該變壓器的電壓比，n=7/64≈0.109。

所以，VD5所承受的電壓為Vdsp-VR3=495.74V-183V=312.74V，選用耐壓值為400V以上、電流值在0.8A以上的高快速恢復二極管UF4004。