3.2 基于UC3843構成的100W恒功率電源設計

目前對于中功率開關電源，常常利用變壓器屏蔽繞組對變壓器屏蔽的方法來降低開關管的漏電流，抑制EMI，這種方法是提高產品質量，降低生產成本的一種主要手段。在AC/DC開關電源變換中，漏電流主要來自Y電容，設計工程師對變壓器進行屏蔽或在電源電路的輸入端設計一個計算好了的阻容濾波電路，可以大大降低Y電容在電源轉換過程中所存儲的電能。UC3843恒功率開關電源的首要任務是降低或消除漏電流，其次是抑制EMI，除此以外，還要對電路進行全程檢測、調節，以確保電源的各項技術指標達標，能使電源電壓恒定輸出。

3.2.1 UC3843功能簡介及引腳特點

由二次側LM393組成的電壓判別檢測電路，對于電源的使用壽命有很大的幫助。恒壓源的主要缺點是電源在開啟的瞬間會產生一個大的沖擊電流，電流流進IC內部使內部的脈寬調制部件發熱，改變了調制脈寬的波形，這使所有的變換器不允許的。LM393有著抑制平衡沖擊電流的功能。

UC3843與UC3842的結構極為相似，但在內部結構中，在驅動器的后面增加一只MOS管和一只NPN型晶體管，如圖3-3所示，大大增加了變換功率的總量。為防止變換器功率容量隨輸入電壓變化，采用了輸入前饋補償技術，在輕載時，電路采用了精密穩壓源加LM393放大輸出，保證了輸出電源的穩定。

UC3843采用8腳DIP封裝，引腳排列如圖3-3所示。

1腳（CO）：誤差放大器反向輸出。

2腳（BF）：反饋電壓輸出。一般可接“地”。

3腳（MO）：電流檢測輸入。它的最低啟動電壓為6.5V，最大啟動電流為1.2mA；門控電壓為0.6～0.85V，門控電流為600μA，吸收電流小于200μA。

4腳（RT/CT）：外接定時元件。通過外接電阻、電容可計算片內振蕩頻率。

5腳（GND）：公共地。信號地、電源地接在GND。

6腳（OV）：脈寬調制輸出電壓。

7腳（VCC）：電源。它的啟動電流為62μA，啟動電壓為6.5V，供電電壓為12V左右。

8腳（REF）：基準電壓輸出。它與4腳組合外接阻容元件構建片內振蕩。

3.2.2 電路特點

1）電路結構利用反激式電能轉換形式，通過輸出電壓采樣、光耦合，經UC3843內部比較、整形處理，調制占空比，驅動功率開關管，輸出恒定電壓，這一復雜工藝過程只需要十幾毫秒時間，速度快，控制準確，比普通電源控制芯片要高出一兩個等級。

2）工作頻率可在50kHz以上而不發生磁飽和，電源的負載調整率達到7%，電壓調整率可達到0.01%，啟動電源小于1mA。芯片可工作在50℃的溫度環境下，電路輸出的電流、電壓保持恒定。

3）輸入電壓的范圍寬，為AC65～265V（50/60Hz），這個特點使芯片適用于全球各個國家，市場需求非常大。

4）恒功率輸出，適用于筆記本電腦、汽車蓄電池用充電器、醫療衛生診斷儀和工業自動控制等設備，應用較為廣泛。

5）可靠性高、成本低、穩定性好、效率高，這是廣大用戶所需求的電源設備目標，但是，真正達到這一目標是比較困難的。UC3843、UC3842進入應用市場的時間較長，目前市場運用的廣泛性、適用性、性價比是很多新電源控制芯片不可比擬的，而且其在制作調試上非常簡便。

6）電路采用了自動恒流控制，自動調節，電壓負反饋穩定輸出，使通過MOSFET的峰值電流大大降低，它不但為電流的恒流輸出創造了條件，而且還降低了功率開關管的管溫、管耗，不受現場環境的影響，為優化電源電氣參數的可靠性創造了條件。

3.2.3 UC3843電路工作原理

UC3843電路由低通濾波EMI抑制電路、交流電壓整流濾波電路、反激式AC/DC變換電路、輸出整流濾波電路以及輸出電流電壓自動檢測控制電路組成。其工作原理如圖3-4所示。交流電壓從85～265V寬幅輸入到C1抗串模干擾和C2、C3、L1組成的抗共模干擾電路，它是抑制EMI的第一道防火墻，電壓還將經過壓敏電阻RV和熱敏電阻RT以防御浪涌峰值電壓和高溫環境下的異常變化，電壓還將經過橋式整流輸出100Hz的脈動直流電壓，并經過電解電容C4濾波變為310V的直流電壓，這個電壓一路供給振蕩變壓器TR1的一次繞組，另一路由電阻R3降壓，向IC1的7腳提供啟動工作電壓，電阻R6、電容C5以及阻塞二極管VD1組成的緩沖網絡吸收電路，用來吸收變壓器TR1的一次側以及二次側反向感應給一次側的漏電感和尖峰電壓。電阻R11是電流檢測電阻，R4、R5是輸入電壓降壓檢測電阻，用它們來檢測電路所出現的各種異常現象。反饋繞組NF、電容C6、電阻R7以及二極管VD2所組成的電路向IC1提供工作電壓，R7的作用是濾波和抑制低頻噪聲。R9、C11是電路工作振蕩元件。R8、C9是保證誤差負反饋信號不失真穩定地傳給IC1的1腳。R10、VD3為開關功率管加速翻轉提供通路。C7降低IC1的基準電壓耦合，防止雜波信號侵入。C20、R20為反饋電壓提供頻率補償，R19是PC817C的限流電阻，R18用于穩定TL431的工作電流，當電源輸出超載或出現短路時，PC817C的發光二極管不會出現零電流，使TL431穩定。由R24、R22、R23、R28、R27、R29、IC2B組成恒流輸出電路，當輸出負載電流增加時，流過R15的電流跟著增加，電流在R15的壓降上升，該電壓經過R30送到IC2B的反相輸入端3腳，運算放大器IC2B的1腳輸出高電平，R29給VT3的基極提供驅動電流，VT3由此導通。由VT3、IC2B與R21并聯的等效電阻降低，使輸出電流也降低。同時1腳輸出的高電平也送到IC2A的5腳同相輸入端，同樣R24、R22、R23、R26向IC2A的7腳提供高電平，通過VD7、R27加到IC3的精準電壓輸出端，此電壓與原先的取樣電壓相加控制輸出電壓，以上電路就是恒流、恒壓的控制基本原理，如圖3-4所示。

振蕩變壓器TR1、VD2、C6是UC3843的供電電路。一般IC1的啟動電源接到橋式整流的高壓直流線上，而本電路設計IC1的啟動電源接到交流輸入線的一端，它的優點是降低了因接到直流高壓的損耗。當輸入出現短路時，變壓器的反饋繞組不會因為輸出的異常而影響IC1的供電。

3.2.4 電路元器件設計及參數的計算

設輸入參數：AC85～265V，50Hz，η=85%，fwo=100×103Hz，輸出參數：Vo1=44V（2A），Vo2=12V（1A），VF=15V（0.5A）。

查表3-1，VBmin=150.24V，VBmax=303.52V。

直流輸入電壓：Vi（min）=120.19V，Vi（max）=374.71V。

1．低通輸入參數的計算

（1）輸入輸出功率

Po=Vo1·Io1+Vo2·Io2=44×2W+12×1W=100W

Pi=Po/η=100/0.85W=117.65W

（2）IC1振蕩頻率

fosc=Kosc/（R9·C11）

式中，Kosc為RC振蕩電路介電常數，取1.732。

fosc=1.732/（1.5×103×15000×10-9）kHz=77kHz

（3）矢量占空比

Dmax=VOR/（VOR+Vi（min）-VDS（on））=135/（135+120.19-10）=0.551

Dmin=Vi（min）η2/（VOR+Vi（min）-VDS（on））=120.19×0.852/（135+120.19-10）=0.354

（4）輸入有效電流和平均電流

（5）一次整流濾波電容C4的容量

（6）輸入負載阻抗

rLC=Vi（max）/Iave=374.71/0.443Ω=845.85Ω

（7）低通濾波電容的容量

Cfr=C1∥（C2+C3）=0.47×10-6F∥（2200+2200）×10-12F=4.36×10-9F

（8）低通濾波作用的高低頻段

2．PWM轉換元件的計算

（1）轉換的峰值電壓、峰值電流及一次整流二極管及開關管的選用

峰值電流IPK

IPK=Po/（VBmin·η·Dmin）=100/（150.24×0.85×0.354）A=2.237A

峰值電壓VPK

式中，，Dmax和LP可根據3.2.5節方法1得到。

經計算選用整流二極管所承受的電流為反向最大電流一半的3倍，所承受的反向電壓為峰值電壓一半的2倍，即，，所以整流二極管選用1N5406，所選用的整流橋的電流、電壓均大于上面計算的數字。開關功率管也可通過查表2-2選用。

（2）IC1供電電源降壓電阻R3、R14的計算

由交流電網的一相電源取壓，電阻R3、R14降壓，經降壓后用C6濾波，用于IC1的啟動電壓。

（3）電流檢測電阻R13的計算

輸入信號經3腳與片內的比較器比較后去驅動觸發器。實施片內PWM的開啟與關閉，起到脈寬調制和過電流保護的作用。它的吸收電流小于100μA。它的門控電壓為0.65～0.85V。

R13=Vdoor/（1.2IPK）=0.8/（1.2×2.237）Ω=0.298Ω≈0.3Ω

（4）網絡吸收電路R6、C5

為保護IC和開關MOSFET，所有的開關電源都設計了網絡吸收電路，它不但保護功率轉換順利進行，而且對網絡電路發射的射頻起抑制和削減作用。現計算網絡電路的阻抗Rpar：

由R6、C5所形成的高頻振蕩，其振蕩時間常數比工作頻率大2倍左右，電路工作頻率為100kHz，設網絡高頻是工作頻率的2.2倍，即工作周期。計算C5的容量：

C5=Twor/Rpar=22×10-6/（43×103）F=0.51nF

容抗ZC5=K/ωC5=1/（2πfwor·C5）=44.4/（6.28×220×103×0.51×10-9）Ω=63kΩ

（5）計算吸收電阻R6

R6∥ZC5=Rpar

將上面的計算結果代入得

R6·63/（R6+63）=43kΩ

得R6=135.45kΩ

（6）IC1的供電限流電阻R7

式中，VF由后面的變壓計算方法得VF=63.225V；VAC（min）為輸入最低電壓的一半；Vwor和Iwor為IC1的工作電壓和工作電流，取20V和20mA。設VD2的工作壓降為0.5V，有

（7）濾波電容C6

式中，fosc的頻率是AC50Hz的工頻與二次繞組的100kHz振蕩頻率同時進入電路，又經電容C6整流，運用節定位法，選定fosc為10kHz左右，K為充電系數K=3.1，得到

C6=（KVccVF）2/[（2πfosc）2R7]=（3.1×20×63.225）2/[4π2（10×103）2×10]F=47.45×10-6F≈47μF

（8）檢測電流轉換電壓電阻R11

查看UC3843資料可知，3腳的門控電流Idoor=600μA，門控電壓Vdoor=0.65V，得到

R11=Vdo/Ido=0.65/（600×10-6）Ω=1.083×103Ω≈1kΩ

（9）光敏接收晶體管旁路電容C9

IC4為UC3843控制輸出電壓采樣光電轉換器件，IC4的接收晶體管，很容易受采樣傳輸過程中的雜波脈沖或外界信號干擾，C9是為加快信號傳輸，防止干擾而設計的器件。

C9=Kce·tce·Ioc/（2π·Vce）

式中，Kce為輸入光電信號對IC片內的誤差放大器充電系數，取2.5%；tce為信號電流充到最大值所需的時間，tce=15ms；Ioc為軟啟動電流，設為1.2mA。

C9=0.025×15×10-3×1.2×10-3/（3.14×2×6.5）F=11×10-9F，取10000pF

（10）電容啟動電阻R4、R5的計算

根據UC3843的功能、指標，它的最低啟動電流為62μA，最低啟動交流電壓為90V，所以

（11）濾波電容C7的計算

電容C7是將半相輸入的交流電壓的諧波旁路，它與降壓電阻R3、R4并聯以改善IC1的供電質量。

Kce=Kpc/（2πfnarC7rLC）

式中，Kce為電容C7的充電系數，取10%，該系數與材料和容量有關；Kpc為整流后的波形系數，取12%；fnar為電路諧波頻率，取100kHz；rLC為最大輸入負載阻抗。

C7=0.12/（2×3.14×100×103×0.1×845.85）F

C7=2.3nF

3．輸出控制元件的計算

（1）發光二極管限流電阻R19

R19=（Vo2-VREF-VLED）/IF

式中，VREF為TL431的基準電壓，為2.5V；VLED為發光二極管的管壓降，取0.4V；IF為發光二極管的工作電流，取120mA。

R19=（12-2.5-0.4）/（120×10-3）Ω=75.8Ω，取75Ω

（2）輸出反饋電阻R16、R17

設R20=4.7kΩ，總反饋電流為

IF=VREF/R20=2.5/（4.7×103）A=0.532×10-3A

R17+R16=（Vo1-VREF）/IF=（44-2.5）/（0.532×10-3）Ω=78kΩ

取R17=3kΩ，R16=75kΩ。

（3）輕載保護R18

R18=（VREF-VLED）/IAK

式中，IAK為TL431陰極電流，為1～100mA，不得小于1mA，取2mA。

R18=（2.5-0.4）/（2×10-3）Ω=1.05×103Ω≈1kΩ

（4）二次整流濾波電容C15、C16、C17

式中，Vrip為紋波電壓，是輸出電壓的2%，Vrip=44×0.02V=0.88V；ton（max）為整流二極管的導通時間，ton（max）=Dmax/（2fwor）=0.521/（2×100×103）s=2.6×10-6s=2.6μs。

取C15=1800μF，C16=1200μF，C17=200μF。

（5）UC3843過電壓或欠電壓保護電阻R5、R4

IC1的3腳不但具有過電流保護，而且還具有過電壓、欠電壓保護。它的最大吸收電流有190μA，最低吸收電流為60μA。

R4+R5=Vi（max）/Idoor（max）=374.71/（190×10-6）Ω=1.972×106Ω≈2MΩ

當輸入電壓高出20%時，。它的吸收門控電流Idoor（max）=Vi（max）/（R6+R5）=449.65/（2×106）A=224.825μA。

3腳在這種輸入高電流的作用下，經片內比較器與基準電流比較，觸發鎖存器關閉，脈寬調制停止工作，起到過電壓保護；當輸入電壓低于85V，只有75V時，，低于60μA，IC1實施欠電壓保護。

（6）信號濾波補償電阻R8

IC4的接收晶體管C-E極的絕緣電阻無窮大，C-E極電壓為4.5V左右，最低正向電流為1mA，所以電阻R8=VCF/IFL=4.5/（1×10-3）Ω=4.5kΩ，取4.7kΩ。

（7）輸出恒流電路

IC2A、VT2、R25、R27、R28、R26為輸出恒流電路，首先計算IC2的6腳、1腳電壓：

V（6、1）=（Vo2-VT3（be））R29/（R29+R25）=（12-0.3）×2/（2+47）V=0.48V

再計算IC2的2腳和5腳的端電壓：

V（5、2）=Vo2·R22/（R22+R23+R24）=12×1/（1+10+5.1）V=0.745V

當輸出負載電流增加時，流過R15的電壓上升，該電壓經大地再送到IC2B的3腳與2腳0.745V，電壓比較后1腳輸出一高電平。R29給VT3的基極提供驅動電流，VT3導通，這時VT3、IC2B、R27、R21并聯等效電阻下降，高電平也使IC2A的6腳與原來只有0.48V相比高了0.3V，IC2A的7腳輸出高電平，此電平經VD17、R27加到IC3的VREF，兩個電壓同時加到控制基準電壓端，使輸出電流下降，這就是恒流恒壓的基本原理。

VT3導通后的阻抗：

Zp=（R27+R28）×R21/（R27+R28+R21）=（10+2）×4.7/（10+2+4.7）kΩ=3.38kΩ

顯然比R21=4.7kΩ小了。

（8）Vo2恒壓輸出，R32的計算

設R31=2.5kΩ，則

反饋電流IFO=VREF/R31=2.5/（2.5×103）A=1×10-3A

反饋電阻R32=（Vo2-VREF）/IFO=（12-2.5）/（1×10-3）Ω=9.5kΩ

3.2.5 UC3843高頻變壓器的計算

輸入參數：85～265V，50Hz，fw=100kHz，η=0.85

輸出參數：Vo1=44V，Io1=2A，Vo2=12V，Io2=1A，VF=15V，IF=0.5A

查表3-1：VBmin=150.24V，VBmax=303.52V

輸出功率：Po=Vo1·Io1+Vo2·Io2=44×2W+12×1W=100W

輸入功率：Pi=Po/η=100/0.85W=117.65W

輸出電流：Ipo=Po/（VBmin·η）=100/（150.24×0.85）A=0.783A

方法1

（1）變壓器線圈正向匝比n及占空比導通時間

（2）峰值電流IPK

IPK=IPO/Dmin=0.783/0.35A=2.237A

（3）一次繞組電感LP

LP=VBmax·ton（min）/IPK=303.52×3.5/2.237μH=475μH

（4）變壓器磁心的磁感應強度ΔB

ΔB=VBmin·Dmin/（VBmaxη）=150.24×0.35/（303.52×0.85）T=0.204T

根據經驗公式計算變壓器磁心截面積Ae：

根據輸入功率和工作頻率查表3-2選用PQ26/20，Ae=113mm2，窗口面積Aw=70.4mm2，結果與計算相近。

選擇磁心不能單憑工作頻率和輸入功率，還要通過磁感應強度和開關管的導通時間進行計算。

（5）變壓器一次繞組匝數NP

NP=VBmax·ton（min）/（ΔB·Ae）=303.52×3.5/（0.204×113）=46.084

（6）變壓器二次繞組及反饋繞組電壓VS2、VS2、VF

設K為整流系數。交流50Hz時的半波整流K=0.45；100kHz時的半波整流K=0.450.434，也是。

VS1=（Vo1+VD+VL）/K=（44+0.4+0.3）/0.707V=63.225V

VS2=（Vo2+VD+VL）/K=（12+0.4+0.3）/0.707V=17.963V

VF=（VFO+VD+IC1·R7）/K=（15+0.4+10×20×10-3）/0.707V=22.065V

（7）變壓器二次繞組及反饋繞組匝數NS1、NS2、NF

NS1=NP·VS1/（VBmax·Dmax）=46.084×63.225/（303.52×0.521）=18.426

NS2=NP·VS2/（VBmax·Dmax）=46.084×17.963/（303.52×0.521）=5.235

NF=NP·VF/（VBmax·Dmax）=46.084×22.065/（303.52×0.521）=6.430

（8）變壓器磁心氣隙δ

δ=4π×10-7·N2P·Ae/LP=12.56×10-7×46.0842×113/475m=0.635mm

方法2

（1）變壓器正向匝比及占空比n、Dmax、Dmin

（2）變壓器一次電感LP

式中，KRP為紋波電流與峰值電流比值。

LP的另一種計算：

LP=V2Bmin·ton（max）·Dmin/（Po·η）=150.242×5.18×0.346/（100×0.85）μH=476μH。

（3）一次峰值電流IPK

IPK=VBmaxton（min）/LP=303.52×3.46/476A=2.206A

（4）變壓器一次繞組匝數NP

NP=VBmaxn/（4πIPKη）=303.52×3.675/（12.56×2.206×0.85）=47.362

（5）變壓器磁心磁通量ΔB

ΔB=VBmaxn/（AeNP）=303.52×3.675/（113×47.362）T=0.208T

（6）二次繞組及反饋繞組電壓VS1、VS2、VF

VS1=（Vo1+VD+VL）ton（max）/n=（44+0.4+0.3）×5.18/3.675V=63.006V

VS2=（Vo2+VD）ton（max）/n=（12+0.4）×5.18/3.675V=17.478V

VF=（VFO+VD+R7ICC）ton（max）/n=（15+0.4+10×20×10-3）×5.18/3.675V=21.990V

（7）二次繞組及反饋繞組匝數NS1、NS2、NF

NS1=（VS1+VD）（1-Dmin）NP/（VBmaxDmin）

=（63.006+0.4）（1-0.346）×47.362/（303.52×0.346）=18.701

NS2=（VS2+VD）（1-Dmin）NP/（VBmaxDmin）

=（17.478+0.4）（1-0.346）×47.362/（303.52×0.346）=5.273

NF=（VF+VD）（1-Dmin）NP/（VBmaxDmin）

=（21.99+0.4）（1-0.346）×47.362/（303.52×0.346）=6.604

（8）變壓磁心氣隙δ

δ=4π×10-4·NPIPK/ΔB=12.56×10-4×47.362×2.206/0.208=0.631mm

方法3

（1）變壓器反向匝比及變換占空比

（2）變壓器一次繞組峰值電流

IPK=Po/[（Vi（min）-VDS）Dmin]=100/[（120.19-2.5）×0.384]A=2.21A

（3）變壓器一次繞組電感

LP=VBmax·Dmin·η2/（2Po）=303.52×0.384×0.92/（2×100）mH=0.472mH

（4）磁心的磁通密度

ΔB=VBminton（max）/（10LPη2）=150.24×5.24/（10×472×0.92）T=0.206T

（5）高頻變壓器一次繞組匝數

由圖3-4可知，變壓器二次繞組由NS1和NS2串聯而成，而NS2由精密穩壓源和VT2并聯而成，NS2的繞組電壓VS2=（VD5+VT2（ce）+Vo2）/（ton（min）nη），NP=VBminAe/（LPIPO）=150.24×113/（472×0.783）=45.937。

（6）變壓器二次繞組及反饋繞組電壓

VS1=（Vo1+VD4+VL2）/（ton（min）nη）=（44+0.4+0.3）/（3.84×0.197×0.9）V=65.65V

VS2=（Vo2+VD4+VIC3）/（ton（min）nη）=（12+0.4+2.5）/（3.84×0.197×0.9）V=21.885V

VF=（VFO+VD2+VR7）/（ton（min）nη）=（15+0.4×10×15×10-3）/（3.84×0.197×0.9）V=22.641V

（7）變壓器二次繞組及反饋繞組匝數

NS1=VS1nη2/Dmax=65.65×0.197×0.92/0.524=19.992

NS2=VS2nη2/Dmax=21.885×0.197×0.92/0.524=6.664

NF=VFnη2/Dmax=22.641×0.197×0.92/0.524=6.895

（8）變壓器磁心氣隙

δ=IPKDmax/（10ΔBη）=2.21×0.524/（10×0.206×0.9）mm=0.625mm

方法4

（1）變壓器匝比及占空比

（2）變壓器一次繞組電感

LP=2PoDmaxDminη2/（I2pof）=2×100×0.352×0.523×0.92/（0.7832×100×103）H=0.486mH

（3）峰值電流

IPK=VBmaxton（min）/LP=303.52×3.52/486A=2.198A

（4）一次繞組匝數

NP=2Aeton（max）/（4πIPKη）=2×113×5.23/（12.56×2.198×0.9）=47.572

（5）磁心磁感應強度

ΔB=VBmaxton（min）/（AeNP）=303.52×3.52/（113×475.72）T=0.199T

（6）二次繞組及反饋繞組電壓

VS1=（Vo1+VD+VL）/（ΔBton（min））=（44+0.4+0.3）/（0.199×3.52）V=63.813V

VS2=（Vo2+VD+VIC3）/（ΔBton（min））=（12+0.4+2.5）/（0.199×3.52）V=21.217V

VF=（VFO+VD+R10IC）/（ΔBton（min））=（15+0.4+10×15×10-5）/（0.199×3.52）V=22.006V

（7）二次繞組及反饋繞組匝數

NS1=（VS1-VD-VL）/（ΔBton（max）ton（min））=（63.813-0.4-0.3）/（0.199×5.23×3.52）=18.891

NS2=（VS2-VD-VIC3）/（ΔBton（max）ton（min））=（21.217-0.4-2.5）/（0.199×5.23×3.52）=5.0

NF=（VFO-VD-R10IC）/（ΔBton（max）ton（min））

=（22.006-0.4-10×15×10-3）/（0.199×5.23×3.52）=5.894

（8）變壓器磁心氣隙

δ=LPNP/（10ton（min））=0.486×47.572/（10×3.52）mm=0.657mm

（9）變壓器一、二次繞組導線截面積

SP=KCuIPK/JT

式中，KCu為變壓器耦合系數，取1.2；JT為導線電流密度，取5A/mm2。

SP=1.2×2.198/5mm2=0.528mm2

導線直徑，查表3-3，選用AWG20。

SS=KCu·Io1/JT=1.2×2/5mm2=0.48mm2

導線直徑：，查表3-3，選用AWG21。