第3章 不同輸出功率電源設計

3.1 基于UC3842構成的46W、工作頻率500kHz的電源設計

UC3842是應用比較廣泛的一種電源芯片，由美國尤尼創（Unitrode）公司開發，它利用固定工作頻率調節占空比控制輸出電壓。控制芯片既可用作正激式電源變換，也可以用作反激式電源變換。其結構較簡單，制作容易，生產成本低廉，可用于醫療器械、工業自動化儀表、電信等各個領域。

UC3842電源電路的一個主要優點是電壓調整率和負載調整率都非常好，它的工作頻率可高達500kHz，而啟動電流小于1.5mA，利用高頻變壓器可實現離線式變換，輸出電功率可達65W以上。

3.1.1 UC3842電路特點和結構

UC3842采用DIP-8封裝，如圖3-1所示。它的1腳為誤差放大器輸出端，片內的基準電壓與片外的反饋電壓經比較后，由該腳輸出；2腳是反饋電壓輸入端，輸入電壓與誤差放大器同相端的2.5V的基準電壓進行比較，所產生的電壓差去調整脈沖寬度，達到控制輸出電壓的目的；3腳為電流檢測輸入端，它的最大吸收電流為190μA，最小吸收電流為60μA，不但具有過電流保護，而且還具有過電壓、欠電壓保護，它的門控電流為600μA，門控電壓為0.5V；4腳為定時端，內部振蕩器的工作頻率由外接阻容時間常數決定；5腳為公共接地端；6腳為脈寬調制輸出端，片內由雙三極晶體管并聯放大后有較大的電流輸出；7腳為直流電源供電端，電源接通時，直流電壓經R1、R2降壓，給電容C8充電，充電電壓升到一定的量后，芯片開始工作，它的工作電壓Vwor=16V，隨后振蕩變壓器開始振蕩，于是TR1的反饋線圈產生感應電壓，此電壓經（VD6）整流，C8濾波，于是IC1的工作電壓建立；8腳為5V電壓輸出端，它與4腳串接一電阻，為片內提供固定的工作頻率。圖3-2是電源電路的原理圖。交流電壓由C1、C2、L1進行低通濾波。C1、C2、L1組成抗串模干擾電路，抑制正態噪聲，對電磁干擾有很強的衰減旁路作用。濾波后的交流電壓經橋式整流以及電解電容C3濾波后變為310V的脈動直流電壓。此電壓分兩路：一路經R1、R2降壓及C8濾波后為芯片IC1的7腳提供16V的啟動電壓、1mA的啟動電流；另一路經高頻變壓器一次側為開關功率管的漏極提供驅動電壓。NF是反饋電路繞組，振蕩啟動后的感應電壓經VD6整流以及電容C8濾波后供給IC1工作運行電壓。NF的另一個作用是監視、檢測電路運行狀況，如果出現不良現象，立即將有關信息送到IC1進行處理。R4、C6是決定片內工作頻率的重要元件。C9是消噪電容，R6是電流檢測電阻，該電阻具有過電壓、欠電壓保護的功能，R5是電壓負反饋電阻，用于過電流保護。VS1、VD5是一次繞組峰值電壓緩沖網絡吸收回路，它對開關管VT1的漏電流、二次側反饋到一次側的峰值電流進行吸收旁路，同時將一次繞組的漏電感反向耦合到二次側，降低一次繞組的負載矢量，它的存在極為重要；VD8、VD9是肖特基整流二極管，它直接關系到電源效率、電源的穩定性以及輸出紋波電壓的高低，要求整流二極管的反向恢復時間小于10ns；C10、R7及C11、R8是二次整流高頻旁路組件，它對于降低紋波電壓有一定的作用。為增加采樣的穩定性，使發光二極管不發生閃爍，并聯電阻R10；R11、C16是為增強瞬態響應而設立的；R12、R13、R14是輸出電壓Vo1、Vo2的采樣電阻，用采樣電壓調制轉換占空比。

3.1.2 UC3842電路元器件參數的計算

1．UC3842工作頻率的計算

開關電源的變換方式中有脈沖調頻式和脈沖調寬式。不管何種方式，在脈寬調制過程中，都必須具有頻率振蕩發生器，它的作用是將采樣控制信號變換為脈寬控制信號。

fwo=Ki/（R4·C6）

式中，Ki為RC振蕩電路介電常數，取1.732。

fwo=1.732/（10×103×3.3×10-9）Hz=52.5kHz

2．峰值電壓及一次整流二極管的選用

電源在轉換過程中，應將一次電能在高頻高電壓（峰值電壓）的作用下，最快最有效地傳遞到二次電路中，去驅動負載。這種高頻高電壓對電能轉換是有好處的，但對電路中的元器件是一種考驗。電壓過高會使元器件發熱，也可能會燒毀；電壓太低，轉換速度較慢，效率低，也可能不能工作。所以正確計算峰值電壓極為重要。

式中，IPK為一次繞組的峰值電流，IPK=1.146A；Dmax為最大占空比，Dmax=0.514；LP為高頻變壓器一次繞組電感，LP=620μH。

經計算，選用整流二極管所承受的電流為最大峰值電流一半的3倍，即；所承受的電壓為峰值電壓一半的2倍，即。根據計算結果選用N5406，它的最高反向工作電壓VRM=600V，額定整流電流IF=3A。

3．低通輸入電路的計算

（1）低通濾波電容容量的計算

Cin=C1∥C2=0.1μF∥0.1μF=0.1×0.1/（0.1+0.1）μF=0.05μF

（2）低通濾波最大阻抗的計算

Rin=Vi（max）·η/IPK=374.71×0.85/1.146Ω=277.93Ω

注：IPK可根據3.1.4節的方法1得到。

（3）低通濾波高低頻段的計算

通過對高低頻段計算，來核定UC3842對輸入交流電所串入的干擾頻道的抗共模干擾能力。頻道越寬，抗干擾的范圍越大。

（4）PWM轉換元件的計算

1）IC1供電降壓電阻R1、R2的計算

R1+R2=Vi（min）/Ista=120.19/1×10-3Ω≈120kΩ，取R1=R2=56kΩ

2）一次整流濾波電容C3的計算

4．電流檢測電阻R5的計算

IC1的3腳為片內脈寬調制電流檢測輸入，輸入信號經比較器后的電流去驅動觸發器，控制片內PWM的開啟與關閉，從而起到脈寬調制和過電流保護的作用。它的吸收電流小于190μA，門控電壓為0.5～1.5V。

R5=Vdoor/1.3IPK=0.5/（1.3×1.146）Ω=0.336Ω≈0.3Ω

5．檢測電流變換電壓的電阻R6的計算

查看UC3842的技術資料可知，3腳的門控電流Idoor=600μA，設門控電壓Vdoor=0.6V，得到R6=Vdoor/Idoor=0.6/（600×10-6）Ω=1kΩ。

6．IC1的供電阻流電阻R3的計算

設UC3842的工作電流為20μA

VR3=VF-Vwor=17.963V-16V=1.963V

R3=VR3/Iwor=1.963/（20×10-3）Ω=0.098×103Ω≈100Ω

7．光電接收晶體管高頻脈沖旁路電容C4的計算

光電轉換接收晶體管很容易受到采樣轉換過程中的雜亂脈沖或外界干擾信號的影響，C4是為加快信號傳輸、防止信號干擾而設計的。

C4=KcetceIoc/（KripVcerMOS）

式中，Kce為輸入充電信號對芯片內的誤差放大器充電系數，取1.8；tce為接收晶體管集電極充電到最大值所需的時間，為1.5ms；Ioc為軟啟動電流，為1.2mA；Vce為芯片的1腳內的輸出電壓，設為3.0V；rMOS為UC3842的輸入阻抗，為110Ω；Krip為芯片輸入紋波系數，Krip=10%。

C4=1.8×1.5×10-3×1.2×10-3/（10%×3×110）F≈0.1×10-6F=0.1μF

3.1.3 輸出控制電路元器件的計算

1．發光二極管限流電阻R9的計算

R9=（Vo2-VREF-VLED）/IF

式中，VLED為發光二極管的管壓降，取0.3V；IF是光耦合工作電流，為15mA。

R9=（5-2.5-0.3）/（15×10-3）Ω=147Ω，取150Ω

2．取樣電阻R15、R14的計算

總的反饋電流

IF=VREF/R12=2.5/（5×103）A=500μA

兩路反饋系數

K1=Io1/（Io1+Io2）=3/（3+2）=0.6

K2=Io2/（Io1+Io2）=2/（3+2）=0.4

計算各路反饋電流

IF1=K1·IF=0.6×500×10-6A=300×10-6A

IF2=K2·IF=0.4×500×10-6A=200×10-6A

計算R13、R14的阻值

R13=（Vo2-VREF）/IF2=（5-2.5）/（200×10-6）Ω=12.5kΩ

R14=（Vo1-VREF）/IF1=（12-2.5）/（300×10-6）Ω=31.7kΩ

3．濾波電感L2的估算

L2=2π（VS-VD-Vo）/（Io1·ton）

式中，ton=Don/f，Don=Vo/（VS+VD）=12/（17.963+0.4）=0.654

ton=0.654/（200×103）s=3.27μs

L2=2×3.14×（17.963-0.4-12）/（3×3.27×10-6）H=3.56×10-6H，取3.5μH

4．二次輸出濾波電容C12、C13容量的計算

式中，Vrip為紋波電壓，是輸出電壓的3%，Vrip=Vo×3%=12V×3%=0.36V；ton（max）為整流二極管的導通時間，ton（max）=Dmax/（2fwor）=0.654/（2×100×103）s=3μs

C12取1100μF，C13取1000μF。

5．瞬態響應時間C16的計算

電源的靈敏度就是電源對負載的變化反應的快慢，瞬態響應反映的就是電源的靈敏度。C16是影響電源瞬態響應時間的重要電容，同時C16對電源電壓的調整率和負載調整率也有一定的影響，它與R11組成對信號采樣的一個穩定網絡平臺。

C16=1/（2πfos·R37·Kce）

式中，Kce為網絡對C16充電時間常數，它與電容的容量和電容的材料有關，取Kce=0.16；fos為誤差放大器的振蕩頻率，取fos=10kHz。

C16=1/（2×3.14×10×103×1.2×103×0.16）F=0.0829×10-6F≈0.1μF

6．二次整流高頻旁路頻率的計算

C10、R7組成高頻旁路吸收回路，對二次整流出現的諧波電壓起到抑制作用，有利于降低二次整流輸出的紋波電壓，也有利于輸出電壓的穩定。

3.1.4 UC3842電源高頻變壓器的設計計算

輸入參量：AC85～265V，50Hz

輸出參量：Vo1=12V，Io1=3A；Vo2=5V，Io2=2A，η=85%

fwo=100kHz；Po=Vo1Io1+Vo2Io2=12×3W+5×2W=46W；Pi=Po/η=46W/0.85=54.12W

查表3-1得VBmin=138.22V，VBmax=281.03V，IPO=Po/（VBmin·η）=46/（138.22×0.85）A=0.392A

方法1

（1）計算變壓器匝比n及最高最低占空比

n=（VBmin-VDS（on））/[（Vo+VD）η]

式中，VDS（on）為開關MOS管截止電壓，取10V；VD為整流二極管電壓降，取0.4V。

n=（138.22-10）/[（12+0.4）×0.85]=12.165

開關管導通時間

ton（min）=Dmin/fwo=0.342/100×103s=3.42μs

（2）計算一次繞組峰值電流

IPK=IPO/Dmin=0.392/0.342A=1.146A

（3）計算磁心磁感應強度

ΔB=VBmax·K/VBmin

式中，K為磁電轉換系數，取0.106。

ΔB=281.03×0.106/138.22T=0.215T

（4）計算變壓器一次繞組電感

LP=VBmin·ton（max）/IPK=138.22×5.14/1.146μH=620μH

（5）計算變壓器一次繞組匝數

NP=VBmin·ton（max）/（ΔB·Ae）

式中，Ae為磁心截面積，，查表2-3選用EE28，Ae=78mm2。

NP=138.22×5.14/（0.215×78）=42.364

（6）計算變壓器二次繞組及反饋繞組電壓

VS=（Vo+VD+VL）/K

式中，K為對二次半波整流，工作頻率為200kHz的整流系數，；對50Hz的工頻，整流系數。

VS1=（12+0.4+0.3）/0.707V=17.963V

VS2=（5+0.4+0.3）/0.707V=8.062V

VF=（VFD+VR3+VD）/K=（15+100×10×10-3+0.4）/0.707V=23.197V

（7）計算二次繞組及反饋繞組匝數

NS1=NP·VS1/（VBmax·Dmin）=42.364×17.963/（281.03×0.341）=7.94

NS2=NP·VS2/（VBmax·Dmin）=42.364×8.062/（281.03×0.341）=3.654

NF=NP·VF/（VBmax·Dmin）=42.364×23.197/（281.03×0.341）=10.255

（8）計算變壓器磁心氣隙

δ=4π×10-7×N2P·Ae/LP=4×3.14×10-7×42.3642×78/620m=0.284mm

（9）計算一、二次及反饋繞組線徑

DP=KCu·IPK/JT

DS=KCu·Io/JT

式中，KCu為變壓器耦合系數，取1.2；JT是高強漆包線電流密度，取5.5A/mm2。

DP=1.2×1.146/5.5mm=0.250mm

DS1=1.2×3/5.5mm=0.655mm

DS2=1.2×2/5.5mm=0.436mm

反饋線圈電流小不用計算。

（10）計算一、二次繞組導線面積

方法2

（1）計算高頻變壓器匝比及占空比

n=（VBmin+VDS）/（Vo-VD）

式中，VDS為MOS管導通壓降，取2.5V。

（2）計算變壓器一次繞組峰值電流

IPK=2Po/（VBmax·Dmin·η）=2×46/（281.03×0.341×0.85）A=1.129A

（3）計算變壓器一次繞組電感

LP=V2Bmin·ton（max）·Dmin·η/Po=138.222×5.13×0.341×0.85/46μH=618μH

（4）計算磁心的磁感應強度

ΔB=VBmin·Dmax·η/VBmax=138.22×0.513×0.85/281.03T=0.214T

（5）計算變壓器一次繞組匝數

NP=LP·IPK/（ΔB·Ae）=618×1.129/（0.214×78）=41.8

（6）計算二次繞組及反饋繞組電壓

（7）計算二次繞組及反饋繞組匝數

NS1=（VS1+VD）（1-Dmax）NP/（VBmin·Dmin）=

（17.524+0.4）（1-0.513）×41.8/（138.22×0.341）=7.741

NS2=（VS2+VD）（1-Dmax）NP/（VBmin·Dmin）=

（8.76+0.4）（1-0.513）×41.8/（138.22×0.341）=3.96

NF=（VF+VD）（1-Dmax）NP/（VBmin·Dmin）=

（21.905+0.4）（1-0.513）×41.8/（138.22×0.341）=9.633

（8）計算磁心氣隙

δ=0.4π·LP·I2PK/（ΔB2·Ae）=0.4×3.14×0.618×1.1292/（0.2142×78）mm=0.277mm

方法3

（1）計算高頻變壓器匝比及占空比

（2）計算一次繞組電感

LP=V2Bmax·η2/2Po=281.032×0.852/（2×46）μH=620μH

（3）計算一次繞組峰值電流

IPK=VBmin·ton（max）/LP=138.22×5.13/620A=1.144A

（4）計算磁心磁通密度（即磁感應強度）

ΔB=（Vi（min）+VDS（on））/LP=（120.19+10）/620T=0.210T

（5）計算一次繞組匝數

NP=LP·Dmin/（4π·IPO）=620×0.341/（12.56×0.392）=42.94

（6）計算二次繞組及反饋繞組電壓

VS1=πVo1/（ΔB·n·η）=3.14×12/（0.21×12.131×0.85）V=17.401V

VS2=πVo2/（ΔB·n·η）=3.14×5/（0.21×12.131×0.85）V=7.250V

VF=πVFO/（ΔB·n·η）=3.14×15/（0.21×12.131×0.85）V=21.751V

（7）計算二次繞組及反饋繞組匝數

NS1=（VS1+VDS）/（ΔB·n）=（17.401+2.5）/（0.21×12.131）=7.812

NS2=（VS2+VDS）/（ΔB·n）=（7.25+2.5）/（0.21×12.131）=3.827

NF=（VF+VDS）/（ΔB·n）=（21.751+2.5）/（0.21×12.131）=9.519

（8）計算磁心磁間隙

δ=4π×10-4·NP·IPK/ΔB=12.156×10-4×42.94×1.144/0.21mm=0.284mm

方法4

（1）計算高頻變壓器一次繞組反向匝比及占空比（利用輸出電壓和開關管D-S電壓降之差與一次繞組最低感應電壓之比）

式中，K為二次線圈電壓變換輸出電壓系數。

（2）計算一次峰值電流

IPK=DmaxPo/（Vi（min）·n·η）=0.514×46/（120.19×0.2×0.85）=1.157A

（3）計算一次繞組電感

LP=（VBmin·Dmin+2VDS）/（2Po）=（138.22×0.375+2×2.5）/（2×46）μH=0.618μH

（4）計算一次繞組匝數

NP=（LP·VBmax+VDS（on））η/ton（min）=（0.618×281.03+10）×0.85/3.75=41.633

（5）計算磁心磁通密度

ΔB=0.2Dmin·Vi（min）/NP=0.2×0.375×120.19/41.633T=0.217T

（6）計算二次繞組及反饋繞組電壓

VS1=（Vo+VD+VL）η/（0.4π·Dmax）

=（12+0.4+0.3）×0.85/（0.4×3.14×0.514）V=16.721V

VS2=（VS2+VD+VL）η/（0.4π·Dmax）

=（5+0.4+0.3）×0.85/（0.4×3.14×0.514）V=7.505V

VF=（VF+R3·Iwo+VD）/（0.4π·Dmax）

=（15+100×10×10-3+0.4）/（1.256×0.514）V=25.403V

（7）計算二次繞組及反饋繞組匝數

NS1=VS1·n/Dmin=16.721×0.2/0.375=8.92

NS2=VS2·n/Dmin=7.505×0.2/0.375=4.003

NF=VF·n/Dmin=25.403×0.2/0.375=13.548

（8）計算變壓器磁心氣隙

δ=Dmax·IPK/（10ΔB）=0.514×1.157/（10×0.217）mm=0.274mm

方法5

（1）計算變壓器繞組反向匝比（利用輸出電壓和開關管D-S電壓降之和與輸入最低電壓之比）

（2）計算一次繞組峰值電壓

IPK=2Po·η/[（VBmin-2VDS）·Dmax]=2×46×0.85/[（138.22-2×2.5）×0.514]A=1.142A

（3）計算一次繞組電感

LP=（VBmax·Dmin-2VDS）η/（3Po）=（281.03×0.375-2×2.5）×0.85/（3×46）μH=0.618μH

（4）計算磁心磁感應強度

ΔB=（VBmax·Dmin+2VDS）/（LP×103·η）=（281.03×0.375+2×2.5）/（0.618×103×0.85）T=0.210T

（5）計算變壓器一次繞組匝數

NP=VBmax·Ae/（LP×103·η）=281.03×78/（0.618×103×0.85）=41.729

（6）計算二次繞組及反饋繞組電壓

VS1=η（Vo1-3VD）/Dmax=0.85×（12-3×0.4）/0.514V=17.86V

VS2=η（Vo2-3VD）/Dmax=0.85×（5-3×0.4）/0.514V=6.284V

VF=η（VFO-3VD）/Dmax=0.85×（15-3×0.4）/0.514V=22.821V

（7）計算二次繞組及反饋繞組匝數

NS1=（VS1+VDS（on））/ton（min）=（17.86+10）/3.75=7.429

NS2=（VS2+VDS（on））/ton（min）=（6.284+10）/3.75=4.342

NF=（VF+VDS（on））/ton（min）=（22.821+10）/3.75=8.752

（8）計算變壓器磁心氣隙

式中，AL為變壓器磁感應系數，有氣隙時，在高頻作用下直流磁感應強度下降，而交流磁感應強度增加，有氣隙時AL=4.2nH/匝2，，無氣隙時AL=2.4nH/匝2。

總之，通過上面5種計算方法，40多道計算公式，得到的小型開關電源所有數據的誤差相差很小，這說明高頻變壓器的設計方法靈活，計算公式很 多。