3.3軟開關集成控制器

軟開關集成控制器型號種類很多，不可能全部介紹。本節就PFM諧振控制、PWPT移相控制、軟開關PFC（功率因數校正）及三相PWM控制幾類中具有代表性的軟開關集成控制器的特點、引腳功能、電氣參數及工作原理進行簡單介紹。

3.3.1PFM諧振型集成控制器MC34066系列

MC34066系列是為開關電源和直流變換器應用而設計的一種高性能的諧振型控制器，它采用頻率調制、恒定開啟時間或關斷時間控制。該集成控制器的特征是可變頻率振蕩器具有可控死區，準確地再觸發單穩態定時器，具有溫度補償基準，具有準確輸出鉗位的高增益寬帶誤差放大器，控制觸發器兩個高電流圖騰柱輸出，適合于驅動功率MOSFET。

該器件具有雙列直插和扁平封裝、塑料封裝外殼。

雙列直插16腳的端子功能如下：

① 振蕩死區

② 振蕩電阻

③ 振蕩控制

④ GND

⑤ VREF

⑥ 誤差放大器輸出

⑦ 反相端

⑧ 同相端

⑨ 使能欠壓鎖定調整

⑩ 失效輸入

? 軟啟動

? 驅動輸出B

? 驅動地

? 驅動輸出A

? VCC

? 單穩態RC

· 可變頻率振蕩器控制范圍超過1000∶1；

· 可控振蕩器死區允許恒定的關斷時間工作；

· 準確地再觸發單穩態定時器；

· 內部調整間隙基準；

· 50 MHz誤差放大器，具有準確的鉗位輸出；

· 兩個高電流圖騰柱輸出；

· 可選欠電壓鎖定門限（滯后）；

· 使能輸入；

· 可控軟啟動電路；

· 用于直接進線工作的低開啟上升電流。

各種電路工作條件為：

ML34066DW溫度范圍0～70℃ 扁平封裝SO-16L

MC34066P溫度范圍0～70℃ 塑料封裝、雙列直插

MC33066DW溫度范圍-40～+85℃ 扁平封裝SO-16L

MC33066P溫度范圍-40～+85℃ 塑料封裝、雙列直插

MC34066諧振型控制器是一種高性能雙極型集成電路，可變頻率控制超過10MHz，集成電路提供各種特性并靈活應用于寬范圍的諧振型電源。

控制電路的主要用途是，向外部功率MOS場效應管的柵極發送一個具有反饋控制回路可調重復周期準確的脈沖。

MC34066能工作在下列任意一種形式：

① 固定開啟時間，改變頻率。

② 固定關斷時間，改變頻率。

③ 上述兩種形式的組合，隨著頻率增加從固定開啟時間變到固定關斷時間。集成電路還可保證在系統開機及故障時給予安全感控制方式。

1．工作原理

MC34066功能框圖如圖3-32所示，它的主要功能分為兩部分：一部分為主控電路，產生準確的所需頻率的輸出脈沖，包括可變頻率振蕩器、單穩態定時器、脈沖控制觸發器、一對功率MOSFET器件及寬帶誤差放大器；另一部分提供幾種外圍支撐功能，包括電壓基準、欠壓鎖定、軟啟動電路和故障控制器。

（1）主控電路

輸出脈寬和重復周期通過可變頻率振蕩器、單穩態定時器和誤差放大器的相互作用進行調整。振蕩器觸發單穩態定時器，產生一個脈沖并通過觸發器交替控制一對圖騰柱輸出驅動器。該誤差放大器監視穩壓器的輸出并調整振蕩器的頻率，由于主控制通道應用高速肖特基二極管，故減小延時并提高高頻特性。

（2）振蕩器

可變頻率振蕩器是在高工作頻率下準確控制輸出脈沖的關鍵。觸發單穩態定時器開始輸出脈沖，振蕩器將初始的電壓供給單穩態電容器并確定輸出脈沖之間的最小的死區時間。振蕩器工作頻率超過10MHz，誤差放大器能夠將振蕩頻率控制在1000∶1的范圍之內。只要合理地選擇外圍的元件，就可以確定輸出脈沖之間所需間隔時間、振蕩器含有死區時間。圖3-33為振蕩器和單穩態定時器的功能圖。振蕩電容Cosc起始通過RDT經VT1充電，當Cosc超過振蕩器比較器的高門限4.9V時，VT1基極變低，Cosc通過外接電阻RDT和等效的內部鏡像電流源放電。當Cosc電壓降到比較器較低的門限3.6V以下時，VT1導通，Cosc再一次充電。假如RDT為0Ω, Cosc以小于50ns的時間從3.6V充電到5.1V，振蕩器波形峰值電壓就會準確地置于5.1V。

改變流過RVFO的電流（進入振蕩器控制電流端（3端）的電流Iosc）可以調制振蕩器的頻率。因為控制電流驅動電路的電流增益為1，流過電容Cosc的電流也就是控制電流端的電流Iosc。當Iosc增大時，Cosc放電加快，減小了振蕩周期，提高了振蕩頻率。當誤差放大器輸出在最高的鉗位電平時（通常在Cosc控制電流端為2.5V以上電壓）, Cosc的放電時間最短，振蕩器的振蕩頻率最高，由式（3-8）給出

當Iosc電流為零時，振蕩器的振蕩頻率最低。此時，Cosc通過外接電阻Rosc和RDT放電。當誤差放大器輸出電壓比所需的偏置輸入小兩個二極管壓降時，Cosc開始放電。最大的振蕩放電時間由式（3-9）給出

圖3-32 MC34066功能框圖

每當振蕩電容Cosc由晶體管VT1充電時，輸出脈沖之間的最小時間（死區時間）可控制Cosc的充電時間改變。電阻RDT增大時，VT1到Cosc的傳遞電流減小，則增加了充電時間和輸出死區時間。RDT由0增大到1kΩ時，死區時間由80ns增加到680ns。（當Cosc=300pF時）振蕩器充電時間的表達式由方程式（3-10）給出

最小和最大的振蕩頻率可通過選擇電阻Rosc和RVFO來進行控制，在選擇RDT或所需的死區時間后，最小振蕩頻率的計算可由式（3-9）、式（3-10）得出方程式（3-11）

最大振蕩頻率的計算可用類似的方式由式（3-8）、式（3-10）得出式（3-12）

選擇電阻RDT值將影響振蕩波形的峰值電壓，當RDT由零增大時，Cosc所需的充電時間相對于經振蕩器比較器的傳輸延時將變大，因此減小上門限電壓的過沖，振蕩器波形的峰值電壓從5.1V降到4.9V，當RDT為零時可得到最好的頻率準確度。

（3）單穩態定時器

單穩態電容CT和振蕩器電容同時經晶體管VT1充電，如圖3-33所示。當振蕩器關斷VT1時，單穩態周期開始，允許CT放電。當電阻RT由CT放電到比較器的門限電壓時，單穩態周期結束。CT從初始電壓5.1V放電到3.6V門限電壓，由式（3-13）給出單穩態周期

門限電壓的誤差和輸出驅動器的傳輸延時將影響單穩態周期，為了保證準確性，改變RT和CT值可將控制器的輸出脈沖調整到1.5μs的5%以內。

振蕩器和單穩態比較器的輸出一起“或”后產生ton脈沖，驅動觸發器和輸出驅動器。當振蕩器放電時間超過單穩態期間時，完整的單穩態周期被傳到輸出級。假如振蕩器放電時間小于單穩態周期，振蕩器過早地終止脈沖會再觸發單穩態比較器。圖3-34左側波形相當于不再觸發工作，具有固定的開啟和可變的關斷時間。圖3-34的右側波形表示具有可變的開啟時間和不變的關斷時間。

（4）誤差放大器

高性能誤差放大器用做電源系統的反饋控制，誤差放大器有內部補償，直流開環增益大于70dB，輸入偏移電壓小于10mV，即保證最小增益帶寬積為25MHz，輸出工作電壓范圍為1.5～5.1V，這包括基準電壓，當共模電壓低于1.5V時，誤差放大器輸出為低，提供最小的振蕩器頻率。

振蕩器控制電流由誤差放大器輸出電壓經RVFO偏置電阻而確定，如圖3-35所示，誤差放大器輸出的擺幅被鉗位電路限制后而控制最高振蕩頻率，鉗位電路經RVFO限制電壓到2.5V，限制Iosc到2.5V/RVFO，振蕩器準確度由鉗位電壓來實現，以便得到在正常外接元件下，fosc高端頻率為1.0MHz。

輸出選擇振蕩器和單穩態定時器產生的ton脈沖由控制觸發器觸發兩個圖騰柱輸出驅動，如圖3-36所示。ton正跳變控制觸發器產生交變輸出脈沖A和B，在啟動時觸發器被欠壓鎖定電路復位，以保證第一個脈沖呈現在輸出A。

圖騰柱驅動器適用于驅動功率MOSFET，并且能提供1.5A源漏電流。當驅動1.0nF電容負載時，上升、下降時間典型值為20ns，圖騰柱驅動器中高的源漏電壓耐量增加了在輸出瞬變期間連通過高的導通電流的危險。MC34066采用一種極好的設計，實際上消除了連通，這樣控制了高頻工作時芯片中的功率耗散，給輸出驅動器提供獨立的接地端，以便將敏感的電容和大的瞬變電流相互隔離。

（5）外圍支撐功能

MC34066諧振控制器提供許多支撐和保護功能，包括準確的起始電壓，欠壓鎖定比較器軟啟動電路和故障檢測器，這些外圍電路保證電源能安全地開啟、關斷。當故障發生時，系統將快速地進入保護狀態。

（6）欠壓鎖定和電壓基準

欠壓鎖定比較器取樣輸入UCC電壓和穩定的基準電壓，如圖3-37所示。當UCC增加到上門限電壓時，UCC欠壓鎖定UVLO比較器是在基準穩壓器的輸出UREF上升到4.2V以后，UREF-UVLO比較器關斷“UVLO”信號，使比較器為邏輯零狀態，能使基準穩壓器正常工作。當UCC減小到較低的門限電壓時，UREF、UVLO比較器輸出到邏輯“1”狀態，基準穩壓器不能正常工作。

UVLO調整端允許電源設計師選擇VCC的UVLO門限電壓，比較器開關在16V開啟， 9V關斷。假如該腳接到VCC端，最高和最低的門限電壓分別減小到9.0V和8.6V，強迫UVLO調整端變低，VCC使UVLO比較器輸入低電壓（通過內部二極管），關斷控制器。

基準穩壓器提供準確的5.1V基準電壓到內部電路并能給外部負載供給10mA電源，調整基準小于2%精度，并含有有效的短路保護。

（7）故障檢測器

如圖3-38所示高速故障比較器能使電源在故障情況下免受損壞，故障輸入接到故障比較器的輸入，假如該輸入超過比較器的門限電壓1V，置位故障鎖定，兩個邏輯信號同時使主控制電路失去作用。故障鎖定輸出與“UVLO”輸出（UREF、UVLO比較器）“或”后，產生邏輯輸出表明UVLO失效。該信號使振蕩器和單穩態失去能力（使VT1一直導通），強迫Cosc和CT兩個電容繼續充電。

（8）軟啟動電路

圖3-38所示的軟啟動電路，啟動時以最低的電壓改變振蕩頻率，逐漸上升直到反饋控制回路穩壓，在軟啟動端（11端）外接電容C通過UVLO失效信號開始放電，電容器C上的低電壓通過軟啟動緩沖器，保持誤差放大器輸出為低，在“UVLO失效”以后開關進入邏輯零，由9.0μA電流源給軟啟動電容C充電，緩沖器允許誤差放大器輸出跟隨軟啟動電容C直到誤差放大器輸入穩壓（或達到2.5V鉗位），通常軟啟動功能用控制器工作在諧振頻率以下，并可不接電容C使軟啟動失去能力。

3.3.2 移相諧振全橋軟開關控制器UC1875/UC2875/UC3875系列

1.UC1875/UC2875/UC3875系列的性能特性

UC1875/UC1876/UC1877/UC1878、UC2875/UC2876/UC2877/UC2878、UC3875/UC3876/UC3877/UC3878移相諧振控制器如圖3-39所示，其特性如下。

0～100%占空比，可編程控制輸出導通延遲，電壓型或電流型拓撲相兼容，開關工作頻率為1MHz,4個2A圖騰柱輸出，10MHz誤差放大器，欠壓鎖定（UVLO），低的軟啟動電流（150μA），在UVLO期間輸出低電平，具有軟啟動控制，有全周再啟動過流比較門限及可調基準等。

各種型號集成控制器的欠壓鎖定門限及延遲設置情況見表3-1。

UC1875集成控制器用一個半橋支路對另一個半橋支路的移相開關實行全橋功率級的控制，使固定頻率脈寬調制與諧振零電壓開關相結合，在高頻條件下具有高效性能，提供電壓型或電流型控制，并具有用于快速故障保護的各自的過流關斷。在每個輸出級開啟時插入死區時間，它為諧振開關工作提供了延遲時間。對每個輸出延遲（A、B和C、D）可以分別控制。振蕩器能工作在約2MHz的頻率，實際應用的開關頻率為1MHz。標準自激振蕩型，帶時鐘/同步端，用戶可以用這些器件接收外部時鐘同步信號，或者可以將5個單位連接在一起，用最快的器件確定工作頻率。

保護特性包括欠壓鎖定，保持所有的輸出為有效的低態直到電源達到10.75V門限為止。為了可靠建立1.25V滯后，芯片電源提供過流保護且在70ns以內的故障在導通狀態封鎖輸出。

其他的特性包括誤差放大器具有超過7MHz帶寬，5V基準，提供軟啟動及靈活的斜面產生和斜度補償電路。

2．技術參數

這個系列器件有20端雙列直插DIP,20端短翼（bat-wing）SOIC和2831線塑料封裝PLCC，它們工作在0～70℃, -25～+80℃溫度范圍，具有密封封裝，而表面封裝工作溫度為-55～+125℃。

最大額定值如下。

電源電壓（UC、Ui）:20V；輸出電流：直流0.5A；脈沖（0.5μs）:3A；模擬I/O端（引腳1、2、3、4、5、6、7,15、16、17、18、19）電壓：-0.3～5.3V；工作結溫：150℃；儲存溫度范圍：-65～+150℃；引腳溫度（焊接10s）:300℃。

這里指出的是參照20端封裝。所有電壓是對雙列直插地端（20端），器件端電流為正入、負出。UC1875/UC1876/UC1877/UC1878集成電路的特性見表3-2。除非另外規定狀態UC=Ui=12V, RFREQ=12kΩ、CFREQ=330pF, RSLOPE=12kΩ, CRAMP=200pF, CDELAYA-B=CDELAYC-D=0.01μF, IDELAYA-B=IDELAYC-D=500μA。

UC1875/UC1876/UC1877/UC1878 -55℃＜TA＜125℃

UC2875/UC2876/UC2877/UC2878 -25℃＜TA＜85℃

UC3875/UC3876/UC3877/UC38780＜TA＜90℃

TA=Tj

3．引出端功能介紹

GND（信號地）：所有電壓都是對GND而言，定時電容接在FREQ端上，在VREF端上旁路電容，在Vi上旁路電容，而斜面電容接在RAMP端，應直接接到信號地端。

PWRGND（功率地）：從VC到地部分（接到功率地）應用陶瓷電容旁路VC，任何所需的龐大的儲能電容在這里應并聯，功率地和信號地可以單點接地，以使噪聲抑制最佳，并使直流壓降盡可能小。

VC（輸出開關電源電壓）：供給輸出驅動器及其有關的偏置電路，連接VC到3V以上穩壓源，最好工作在12V以上，該電源應用等效串聯電阻ESR和等效串聯電感ESL，低的電容直接旁路到PWR GND。

Vi（主芯片電源電壓）：該腳供電給集成電路上的邏輯電路和模擬電路，與驅動輸出級不直接相連，Vi接到12V以上的電源，以保證合適的芯片功能，直到Vi超過最高的欠壓鎖定門限，這些器件將不起作用，該腳應用電容直接旁路從Vi到GND。當Vi超過UVLO門限時，電源電流將從100μA到超過20mA，假如不接到旁路地的電源，有可能立即再一次進入欠壓鎖定。

頻率設置（振蕩器頻率置定端）：選擇從頻率設置到地間的電阻和電容，根據下列關系式調整振蕩器的頻率

時鐘同步（雙向時鐘和同步端）：作為輸出，該端提供時鐘信號；作為輸入，同時又用于同步端，在應用多個器件時，每個有自身的本振頻率，也可用CLOCK/SYNC端連接在一起，而按最快的振蕩器同步，該端也可用外部時鐘同步該器件，提供高于本振頻率的外部信號，在此端上需要接入電阻負載，以減小時鐘脈沖寬度。

SLOPE（設定斜面斜度及斜度補償）：從此端到VCC接電阻，將調整用于產生斜面的電流，連接此電阻RSLOPE到直流輸入電壓，將提供電壓前饋。

RAMP斜面（電壓斜面）：該端輸入到PWM比較器，由此到地接入電容，在此點疊加的電壓斜面具有斜率：

電流型控制可以用最少的外接電路器件來實現。在這種情況下，此端提供斜度補償。由于在斜面輸入和PWM比較器之間存在1.3V偏移，誤差放大器輸出電壓可能超過有效的斜面峰值電壓，用合適的RSLOPE和CRAMP值可以實現占空比的鉗位。

E/AOUT（COMP）（誤差放大器輸出）：反饋控制的增益級，誤差放大器輸出電壓低于1V為0°相移。

E/A（-）（誤差放大器反相輸入端）：通常接到與取樣電源輸出電壓相接的電阻分壓器上。

E/A（+）（誤差放大器同相輸入端）：通常接到基準電壓，與E/A（-）端的取樣電源輸出電壓電平相比較。

軟啟動：當Vi低于UVLO門限時，軟啟動將維持在GND（地），當Vi為正常時（假定非故障條件）軟啟動將用內部9μA電流源上升到約4.8V，在電流故障情況下（C/S+電壓超過2.5V），軟啟動端將回到地，而斜面到4.87V，假如在軟啟動期間發生故障，輸出將立即阻塞，而軟啟動必須在復位故障門限以前充滿。對于并聯控制器，軟啟動端可以并聯到單個電容上，并外加充電電路。

C/S+（電流取樣+）：電流故障比較器的同相輸入端，其基準內設為固定的2.5V（從VREF分壓得到），當該點電壓超過2.5V時，設置電流故障鎖定，輸出強迫關斷，并且軟啟動周期初始化，假如同相輸入端超過2.5V的固定電壓，使開關輸出阻塞并保持低態直到C/S（+）端低于2.5V為止。在軟啟動開始工作以前，輸出可在開關為0°相移，這樣將保證不過早地傳遞功率到負載。

OUTA—OUTD（輸出A—D）：輸出為2A圖騰柱驅動器MOSFET柵極和電平變化的變壓器兩種最佳設計，輸出工作在50%正常的占空比，A—B用于驅動外部功率級一個半橋支路，并用時鐘得到同步，C—D用于驅動與開關A—B具有相移的另一個半橋支路。

延遲設置A—B、延遲設置C—D（輸出延遲控制端）：使用者控制電流可從該端到地設置相應輸出對地導通延遲，引入在同一支路橋中一個開關關斷和另一個開關導通之間的延遲，來提供外接功率開關發生諧振所需的時間，對兩個半橋提供各自的延遲來適應諧振電容器充電電流的差別。

VREF：該腳為準確的5V基準電壓，有60mA容量供給周圍電路，并且有內部短路電流限制。當Vi低到足以使UVLO芯片動作時，VREF鎖定這部分電路直到VREF達到接近4.75V為止，對于較好的結果應在VREF到VD之間接旁路0.1μF的低ESR、低ESL的電容。

4．工作原理

（1）欠壓鎖定（UVLO）部分

如圖3-41所示，當電路加入電源，Vi低于UVLO上門限電壓時，Ii在600μA以下，基準電壓發生器將關斷，故障鎖定被復位，軟啟動端被放電，其他的輸出端都保持低電平。

當Vi超過UVLO的上門限電壓時，基準產生器導通，其余部分維持在關斷狀態，直到基準輸出VREF超過4.75V為止。

（2）振蕩器

高頻振蕩器可以工作在自激振蕩或是外同步工作，對于自激振蕩工作，FREQ端到地需外接電阻電容，如圖3-42所示。

（3）同步

振蕩器的時鐘/同步端可以用多個UC1875同步，簡單地將每個UC1875的時鐘/同步端與其他芯片的同步端相連接，如圖3-43所示。

所有集成控制器用最快的本地振蕩器同步，需要接入R1到RN可以保持同步脈沖寬度不變。集成電路將同步在最高頻率的TTL時鐘上。

雖然每個UC1875/UC1876/UC1877/UC1878有本身的振蕩頻率，一組器件可用最快的振蕩器驅動CLOCK/SYNC端實行同步。這種安排允許集成控制器之間的同步連接，沒有任何的功能損耗，外部時鐘信號同步可以用很小的外部電路完成，在CLOCK/SYNC端接電容器會增加時鐘脈沖的寬度，并會影響系統性能。因此從CLOCK/SYNC端對地接入電阻是最佳的，但可以要求補償電容接入此端，這些電阻在振蕩器電路（圖3-43）中表示為R1到RN。

（4）延遲電路和輸出級

輸出級電路構成如圖3-44所示。在每個輸出級，晶體管VT3～VT6組成高速圖騰柱驅動器，具有總延遲約為30ns，高于1A峰值的源極電流或漏極電流。為了保證在開啟前輸出低電平，晶體管VT7～VT9組成自偏驅動器，以保證在電源達到導通門限以前VT6導通。當芯片電源為零時，該電路是能工作的，VT6也導通并保持芯片的故障邏輯部分的信號為低電平。提供死區時間的延遲是用C1實現的，C1在輸出置高電平以前必須放電到Uth，時間由電流源I1確定，I1由外部電阻R T D程控，延遲端的電壓初始穩壓到2.5 V，死區時間控制在50～200ns，注意設法使延遲電路無法工作，延遲時間必須被控制。

UC1875/UC1876/UC1877/UC1878的4個輸出與全橋變換器電路接口如圖3-45所示。

（5）故障及軟啟動

故障及軟啟動具體應用電路如圖3-46所示。故障控制電路提供兩種形式的功率關斷，即完全關斷4個輸出級，或固定相移指令為零。當過流故障或電源電壓過低時，全部關斷，當軟啟動端達到其低門限時，開關信號得以產生，其相移按軟啟動電容的時間常數逐漸達到正常值。

故障邏輯保證在連續發生故障時將產生低頻“hiccup”（打嗝）重循環，以迫使軟啟動電容在每個重啟動的循環期末再充電。

（6）斜面產生

斜面產生可以用圖3-47、圖3-48所示方法產生電壓型、電壓前饋型、電流型帶斜度補償。

SLOPE/RAMP端電壓工作型：①在Ui和SLOPE之間放置電阻RSLOPE，實現簡單的電壓型控制；②電壓前饋，在電源電壓和SLOPE端之間接入RSLOPE。

對于電流控制型斜面產生器，可以用SLOPE端接地并用RAMP端做直接電流取樣輸入到PWM比較器。圖3-48所示具有SLOPE補償的電流型結構，RCS接在電流取樣變壓器整流輸出端上，而CR上電壓加入斜度補償。注意：RCS的值應足夠低，以便使CR通過斜面電路完全放電。

3.3.3 UC3855A/UC3855B軟開關功率因數預調節器

UC3855A/UC3855B系列軟開關功率因數預調節器，是美國尤尼創公司（UnitrodeCor-poration）繼UC3854系列平均電流模式高功率因數預調節器之后推出的又一種定頻平均電流模式功率因數預調節器。UC3855A/UC3855B采用了先進的有源吸收技術，即零電壓轉換技術（ZeroVoltageTransitionTechnique, ZVT），最先將諧振軟開關技術應用于升壓PWM變換器。采用UC3855A/UC3855B之后，升壓變換器的開關頻率可以提高到500kHz，同時升壓MOSFET的導通損耗和二極管的反向恢復損耗都大大降低，較之采用傳統硬開關控制技術的功率因數預調節器大大前進了一步，因此一經推出就在市場上引起了不小的凡響。UC3855A/UC3855B系列高功率因數預調節器現由美國得州儀器公司生產。UC3855A/UC3855B系列高功率因數控制器進入中國市場的時間也比較長，并在高端功率因數前置變換器領域獲得了廣泛的應用，目前市場需求依然強勁。

UC3855A/UC3855B系列高功率因數預調節器分軍品、工業品和民品三個等級，相對應的型號分別為UC1855A/UC1855B、UC2855A/UC2855B和UC3855A/UC3855B。下面以UC3855A/UC3855B為例對該系列高功率因數預調節器的特點、引腳功能、電氣參數、工作原理及典型應用分別進行介紹。

1.UC3855A/UC3855B的特性和引腳說明

（1）UC3855A/UC3855B的特性

① 采用升壓PWM控制，功率因數接近1。

② 定頻平均電流模式控制，線電流畸變小。

③ 內置有源吸收電路（ZVT），工作頻率高達500kHz，降低了EMI，提高了效率。

④ 內置電感電流合成器，利用單個電流互感器即可實現電流檢測，提高了效率和噪聲裕量。

⑤ 內置帶線電壓補償器的精確模擬乘法器，適用于寬限輸入應用。

⑥ 內置寬帶、低失調電流放大器。

⑦ 具有完善的過電壓保護和過電流保護功能。

⑧ 欠電壓鎖定閾值可選。

⑨ 內置7.5V精密基準電壓，精度為1%。

（2）引腳說明

UC3855A/UC3855B采用DIL-20、SOIC-20、PLCC-20和LCC-20四種封裝形式。下面以DIL-20為例進行介紹，其引腳排列如圖3-49所示。

UC3855A/UC3855B的引腳功能簡介如下：

1腳（CAO）：寬帶電流放大器的輸出端，同時還是PWM占空比比較器的一個輸入端。電流放大器的輸出信號控制PWM電路，實現對輸入電流波形的校正。該端輸出信號的變化范圍是0.1～7.5V。

2腳（RVS）：電流合成器輸出端。VSENSE（引腳16）上的3V電壓經過緩沖后由該端引出，并在該端的接地電阻上生成與輸出電壓成正比的電流信號。該端作為電流合成器的輸出端，同時還將該電流信號引入電流合成器中的放大器，作為一路輸入信號。

3腳（CI）：電流檢測信號輸入端。該端外接接地電容，經過電平轉移的電流檢測信號施加于該端和GND之間的電容上。在升壓功率MOSFET開關管導通時，電流檢測互感器上的電流經過緩沖為該電容充電。而在MOSFET開關管截止時，電流合成器將對該電容進行放電，其放電速率與升壓電感電流的變化率di/dt成正比。此時，放電電流的大小為

采用上述方式對CI上的外接電容進行放電，僅需一個電流互感器就可實現升壓電感中的電流重建。

4腳（ION）：電流檢測信號輸入端。該端與電流互感器的二次側輸出相連，而電流互感器的一次繞組則與升壓功率MOSFET的漏極串接在一起。該端的信號經過緩沖及二極管電平轉移后，提供給CI上的外接電容。該電容的放電由電流合成器電路控制。電流互感器中的轉換電阻在開關電流峰值時刻應能產生幅度為1V的輸入信號電壓。

5腳（CS）：電感電流波形信號輸入端。CI上輸出的電感電流重建信號經過一個二極管進行電平轉移后送至該端。CS與電流放大器的反相輸入端之間應接入電流放大器的輸入電阻。CS上的波形通過平均電流檢測電流放大器與乘法器輸出波形信號相比較。另外，峰值電流限幅比較器的輸入信號也引入該引腳。當CS上的電壓超過1.5V時，比較器將被觸發，門極驅動被禁止。

6腳（VRMS）：乘法器電壓前饋補償信號輸入端。該端上的電壓與交流輸入線電壓的有效值成正比，乘法器以的比例改變電流控制信號的大小，使功率保持恒定。VRMS上的電壓信號來自與交流輸入整流電壓輸出端相連的雙極低通濾波器/電阻分壓器。該特性使PFC升壓前置變換器對輸入交流線電壓變化具有快速響應能力，同時適用于寬限輸入應用場合。通常，該端電壓為1.5V時，對應輸入線電壓下限；4.7V對應輸入線電壓上限。VRMS上電壓的變化范圍為0～5.5V。

7腳（OVP）：輸出過電壓檢測信號輸入端，同時與過電壓保護比較器和使能比較器輸入端相連。過電壓比較器通過電阻分壓器對升壓前置變換器的直流輸出高壓進行檢測。使能比較器的輸入端與TTL電平兼容，可作為遠控關斷控制端。當電壓檢測信號低于1.8V時，使能比較器將使UREF、振蕩器和PWM電路停止工作；當電壓檢測信號在1.8～7.5V之間時，使能比較器將使UC3855A/UC3855B處于有效工作狀態。一旦電壓超過7.5V，過電壓滯回比較器將使PWM鎖存電路置位，中止ZVTOUT和GTOUT的輸出信號，直到檢測電壓降至7.1V以下，UC3855A/UC3855B電路才恢復正常工作狀態。過電壓比較器和使能比較器與PWM輸出信號有著直接的邏輯關系，其傳輸延遲時間均為200ns。

8腳（REF）：精密基準電壓輸出端。該端可以向外圍電路提供25mA的偏置電流，并具有內置短路限流功能。當VCC上的電壓低于欠電壓鎖定閾值且OVP上的電壓低于1.8V時， REF將停止輸出。為了提高電路的穩定性，最好在該端與地之間接入一只容量至少為0.1μF的陶瓷電容。

9腳（VCC）：偏置電壓輸入端。該端內接20V齊納二極管，鉗位電流應低于10mA。實際應用中，該端應外接一只1μF接地電容。為降低損耗，該電容應是低ESR、低ESL的電容。UC3855A的導通閾值電壓為15.5V，滯回電壓為6V；而UC3855B的導通閾值電壓為10.5V，滯回電壓為500mV。

10腳（GTOUT）：柵極驅動信號輸出端。該端可提供峰值達1.5A的驅動電流。為限制該端過沖，在GTOUT和升壓功率MOSFET柵極之間應串接一只阻值至少為10Ω的限流電阻。同時還需要在GTOUT和地之間增加一只肖特基二極管，以減小輸出信號下沖，避免電路誤動作。

11腳（GND）：信號地。所有的旁路電容及定時電容都直接與該端相連，實際布線時，應保證引線盡可能短。

12腳（ZVTOUT）:ZVT電路輸出端。ZVT電路的輸出級實際上是圖騰柱式功率MOSFET柵極驅動電路，其峰值電流為750mA。由于ZVT MOSFET的額定參數只有升壓功率MOSFET的1/3，因此其峰值驅動電流不需要太大。為限制該端過沖，在ZVTOUT和ZVT MOSFET柵極之間應串接一只限流電阻。同時也需要在ZVTOUT和地之間加入肖特基二極管，以減小輸出信號下沖，避免電路誤動作。另外，該端還可用做大電流同步輸出驅動端。

13腳（ZVS）:ZVT比較器輸入端。該端用于檢測升壓功率MOSFET漏極電壓的過零狀態，當漏極電壓接近零時，ZVT比較器將使ZVT鎖存器復位。ZVTOUT輸出脈沖信號的最大、最小寬度可由該端編程控制。為了直接檢測升壓功率MOSFET漏極高達400V的電壓，需要在ZVS和升壓功率MOSFET漏極之間接一個阻斷二極管。當升壓功率MOSFET漏極電壓為零時，ZVS上的電壓為0.7V，低于ZVT比較器的2.6V閾值電壓。ZVTOUT輸出脈沖的寬度近似等于振蕩器消隱周期的長度。

14腳（CT）：振蕩器定時電容接入端。PWM振蕩器的工作頻率由該端的接地電容決定，即

CT的容量至少應為200pF，并且應當選用高質量的，低ESR、低ESL的陶瓷電容，以避免電路雜散參數的影響。實際上，振蕩器和PWM電路的實際工作頻率可以達到500kHz。

15腳（VAOUT）：電壓放大器輸出端。在給定的輸入電壓范圍內，該端電壓將隨輸出負載的變化而變化，其變化范圍被限定在100mV～6V之間。當VAOUT上的電壓低于1.5V時，乘法器輸出信號被禁止。

16腳（VSENSE）：電壓檢測信號輸入端。該端是電壓放大器的反相輸入端，作為PFC升壓變換器輸出電壓的反饋端。VSENSE通過電阻分壓器對輸出電壓進行檢測，生成標稱電壓為3V的電壓檢測信號。另外，電壓環路補償電路通常接在該端和VAOUT之間。為了保證電流合成器能夠正常工作，VSENSE的電壓在25℃時，應保持在1.5V以上。

17腳（SS）：軟啟動電容接入端。該端能夠向外接軟啟動電容提供1.5μA的電流。

18腳（IMO）：乘法器輸出端。該端同時也是電流放大器的同相輸入端。由于該端的輸出信號為電流信號，因此在該端與地之間應接接地電阻，其阻值與電流放大器輸入電阻阻值相同，該端的共模工作范圍為-0.3～5V。

19腳（IAC）：乘法器電流信號輸入端。輸入該端的電流值與整流后的交流輸入線電壓的瞬時值相對應。為滿足過零檢測的需要，該端電壓為650mV，無須增加外接補償電阻。IAC上的輸出電流除以4后，輸入電流合成器。

20腳（CA-）：電流放大器反相輸入端。該端與該引腳之間應接補償元件。CA-的共模輸入電壓范圍為：-0.3～5V。

2.UC3855A/UC3855B的額定參數（見表3-3）

3.UC3855A/UC3855B主要電氣參數（見表3-4）

4.UC3855A/UC3855B的工作原理

UC3855A/UC3855B是一種定頻平均電流模式功率因數預調節器，將有源吸收技術，即零電壓轉換（ZVT）技術，應用于有源功率因數校正前置變換器中，顯著提高了變換器的開關頻率，最大限度地降低了升壓MOSFET的導通損耗和二極管的反向恢復損耗，減小了EMI，獲得了更高的效率。

UC3855A/UC3855B內部集成了精密基準電源、有源吸收電路（ZVT）、高頻振蕩器、電流合成器、單象限乘法器、平方器、除法器、電壓放大器、欠電壓鎖定電路、過電壓保護電路、使能電路、PWM比較器及PWM鎖存器，其原理框圖如圖3-50所示。

（1）ZVT控制技術

隨著變換器工作頻率的不斷提高，變換器的開關損耗顯著增加。為了降低開關損耗，進一步提高變換效率，軟開關技術應運而生。零電壓轉換技術（ZVT）是一種先進的諧振軟開關技術，工作頻率固定，能夠在開關轉換過程中實現升壓功率MOSFET的零電壓導通和升壓二極管的零電流關斷。

UC3855A/UC3855B將ZVT技術引入功率因數校正控制技術當中，圖3-51所示為加入了有源吸收回路的升壓變換器的原理簡圖。在圖中，有源吸收電路由ZVT功率MOSFET VTZVT、二極管VD2、諧振電感Lr和諧振電容Cr組成。

ZVT工作時序波形圖如圖3-52所示。其具體工作過程分析如下。

圖3-50 UC3855A/UC3855B原理框圖

（t0～t1時刻）：在t0之前，升壓功率MOSFET（主開關管）處于截止狀態，二極管VD1導通，負載電流全部流過VD1。在t0時刻，ZVT功率MOSFET（輔助開關管）VTZVT導通。隨著輔助開關管的導通，諧振電感Lr上的電流將線性上升至Ii。與此同時，二極管VD1中的電流逐漸下降。當電流降至零時，二極管關斷，即實現了二極管的軟關斷。而在實際電路中，二極管需要經歷反向恢復以去除結電荷。此時，ZVT諧振電感Lr上的電壓為Uo，電感電流上升至Ii的時間t0,1為

（t1～t2時刻）：在t1時刻，諧振電感Lr中的電流升至Ii, Lr和Cr開始諧振。在諧振過程中，Cr放電，直到電壓降至零。漏極電壓變化率du/dt由Cr控制，Cr實際上是CDS與Coss的和。在Cr放電的同時，諧振電感中的電流則持續上升。漏極電壓降至零所需的時間長度應是諧振周期的1/4。在諧振周期結束時，主開關管的體二極管導通。

（t2～t3時刻）：該階段剛開始時，主開關管的漏極電壓降至零，其體二極管導通。流過體二極管的電流由ZVT電感提供。由于電感兩端的電壓為零，因此二極管處于續流狀態。而與此同時，主開關管實現了零電壓導通。

（t3～t4時刻）：在t3時刻，當控制器檢測到主開關管的漏極電壓已降至零時，于是在關斷ZVT輔助開關管的同時，導通主開關管。輔助開關管關斷后，儲存在Lr中的能量通過二極管VD2向負載傳輸。

（t4～t5時刻）：在t4時刻，VD2中的電流為零，此時電路的工作狀態與普通的升壓變換器相同。而實際當中，Lr將與輔助開關管的結電容Coss發生諧振，使二極管VD1陽極電壓為負。

（t5～t6時刻）：這一階段的工作過程與普通升壓變換器幾乎完全一致，主開關管關斷，其漏-源結電容被充至Uo，主二極管開始向負載供電。由于一開始結電容使漏極電壓為零，因此主開關管的關斷損耗大大降低。

從上面的分析可以看出，增加有源吸收回路后，變換器僅在開關導通過渡時間內與普通的升壓變換器有所區別，主功率級的電壓和電流應力大大降低，而開關管和二極管都經歷了軟開關轉換過程。由于開關損耗顯著降低，變換器的工作頻率可以大幅提高，同時變換效率幾乎不受任何影響。因為二極管的損耗也大大降低，所以二極管的溫升較低，可靠性得以提高。另外，采用軟開關轉換技術后，由升壓二極管硬關斷引發的EMI也得到有效抑制。

為了保證主開關管在零電壓狀態下導通，零電壓輔助開關管在Cr上的諧振電壓降至零這段時間內始終保持導通。為此，可以加入一段固定的延遲時間。該時間的大小等于輸入電壓下限、滿負載狀態下的零電壓轉換時間tZVT，即

但是在輕載或輸入電壓上限狀態下所需的延遲時間并不需要如此之長，而且延遲時間過長會導致零電壓轉換電路的導通損耗也隨之增大，同時主開關管的峰值電流應力也將加大，因此，實際當中延遲時間并不是固定的，而是變化的。UC3855A/UC3855B通過檢測主開關管漏極上的電壓何時降至零來控制延遲時間的長度。當主開關管的漏極電壓低于ZVS引腳2.5V的閾值時，ZVT輔助開關管的柵極驅動信號中止，主開關管柵極驅動信號變為高電平。主開關管的開關周期在振蕩器開始放電時開始，與此同時，ZVT柵極驅動信號變為高電平，并將一直保持高電平狀態直到ZVT檢測到零電壓狀態或放電周期結束時為止。振蕩器放電時間的長度就是ZVT過渡脈沖寬度的最大值。這就保證了ZVT輔助開關管能夠在需要時及時導通。ZVT控制波形如圖3-53所示。

（2）控制電路工作原理及設計

UC3855A/UC3855B和UC3854A/UC3854B都是平均電流型高功率因數預調節器，雖然UC3855A/UC3855B采用了先進的ZVT技術，但是二者在PFC控制電路部分是相同的，因此一些參數的設計也是相同的，見表3-5。

① 振蕩器：振蕩器內置的電流源能夠提供灌電流和拉電流。只需外接定時電容CT就可以對振蕩頻率進行設置。定時電容充電和放電電流的標稱值分別為500μA和8mA。由前可知，ZVT轉換脈沖寬度的最大值由振蕩器放電時間的長度決定，而振蕩器放電時間的長度大約占整個開關周期的6%。CT可按式（3-23）進行估算

②ZVT控制電路：ZVT比較器的閾值為2.5V。當ZVS上的主開關管漏極電壓檢測信號超過該閾值時，ZVT輔助開關管的驅動信號變為高電平，輔助開關管導通。隨著主開關管的漏極電壓檢測信號的下降，ZVS上的電壓被下拉至地電平，此時ZVT輔助開關管柵極驅動信號被中止，輔助開關管關斷，主開關管在零電壓狀態下導通。ZVS檢測電路簡圖如圖3-54所示。電阻R12是上拉電阻，C6是濾波電容，ZVS上的電壓最高可上拉至7.5V。為了在最大占空比條件下，ZVS上的電壓能夠達到2.5V, RC時間常數應盡可能小。諧振電容減緩了主開關管漏極電壓的變化率du/dt，降低了ZVS電路對速度的要求。ZVS引腳電壓的最大值應限制在UREF，否則可能造成ZVS電路被鎖定而無法正常工作。

另外，也可以通過一個簡單的電阻分壓器對主開關管的漏極電壓進行檢測，但需要對檢測信號進行濾波和鉗位，以避免噪聲信號注入ZVS引腳。

③ 柵極驅動：主開關管柵極驅動電路能夠提供1.5A的峰值驅動電流，輔助開關管柵極驅動電路則能夠提供0.75A的峰值驅動電流。考慮到ZVT電路的作用，對主開關管柵極驅動電路阻抗的要求可以放寬。由于主開關管在漏極電壓為零時導通，因此可以不用考慮密勒電容效應的影響。而在主開關管關斷時，在諧振電容的作用下，漏極電壓變化率du/dt被減緩。另外，與主開關管相比，輔助開關管要小得多，因此其柵極驅動電路的驅動能力相應也要小許多。

④ 乘法器/電阻分壓器：UC3855A/UC3855B中的乘法器與UC3854A/UC3854B中的乘法器完全相同，具有輸入電壓前饋功能，使環路增益不受輸入電壓的影響。在乘法器中需要確定的參數有三個，分別是UVRMS、IIAC和RIMO。

乘法器通過對線電流進行編程控制實現功率因數校正。乘法器的輸出與VRMS引腳電壓的關系為

乘法器具有功率限制功能，該功能由電壓環路誤差放大器的最大輸出電壓決定，而誤差放大器的輸出電壓UEA與輸入功率成正比。如果交流線電壓下降兩倍，前饋電壓將減小四分之一，這將導致乘法器輸出電流增大兩倍，因此交流線電壓提供的功率將保持恒定；反之，如果負載增大，而線電壓保持不變，UEA將上升，系統所需的線電流也將增大。

通常情況下，乘法器將根據誤差放大器的最大輸出電壓值來限制輸入線電壓下限時的最大功率。將式（3-24）整理后得到

由于乘法器的最大輸出電流被限制在2IIAC，因此式（3-25）又可以改寫為

將UEA=6V代入得到

UVRMS=1.5V

求出UVRMS之后，就可以確定與交流輸入整流電壓輸出端相連的雙極型低通濾波器/電阻分壓器的結構。為了減小乘法器輸入端上的二次諧波，前饋電壓中的紋波應盡可能低。雙極低通濾波器將在VRMS引腳上生成一個直流電壓。由于輸入電壓是按有效值來定義的，因此必須考慮直流有效值因子，此處為0.9。假設輸入線電壓下限為85V，則衰減比為

在輸入線電壓上限為270V時，相應的UVRMS=4.763V，而URMS的共模輸入范圍是0～5.5V，因此計算結果符合要求。

UR M S電路的結構如圖3-55所示。其中，R9 A=R9 B=390k Ω, R10=120kΩ, R11=18kΩ, C4=0.082μF, C5=0.47μF。

在輸入線電壓上限時，IIAC可取500μA，對應由交流輸入整流電壓輸出端到引腳IAC的總阻抗為766kΩ。

乘法器的輸出電阻RIMO可在輸入線電壓下限時的最大負載電流條件下求出。此時，乘法器的輸出電壓將為1V，輸出電流為1V/RIMO。將其代入式（3-24）中可以得到

在輸入線電壓下限時，IIAC將等于156μA, UEA將取得最大值6V，而UVRMS將等于1.5V。將上述取值代入式（3-28）可以得到

RI M O=3.2k Ω

⑤ 電流合成器：UC3855A/UC3855B內置的電流合成器使電流檢測過程大大簡化。當開關管導通時，開關電流的大小與電感電流相等，而且可以利用單個電流互感器進行檢測。電流合成器在開關管導通時對電容C1充電，充電電流的大小與開關電流的大小成正比。而在開關管截止時，UC3855A/UC3855B將重建電感電流的波形。實現對電感電流精確測量的關鍵是重建電感電流的下斜坡的斜率，即

由式（3-29）可知，只要電容CI的放電電流的大小與（UOUT-UAC）成正比，就可以準確地重建電感電流波形，電容CI放電波形的斜率為

放電電流的大小可以通過式（3-31）計算得到

電阻RRVS中的電流與IIAC/4的比率應當與UOUT與UAC的比率相等。如果IIAC/4=125μA，由于IDIS的典型值為5μA，因此流過電阻RRVS中的電流應為130μA，即

整理后有

由于在UAC=0時，電感電流斜率最大，因此將式（3-29）和式（3-30）聯立可解出

式中 N——電流互感器的匝比，N=NS/NP；

RS——電流檢測電阻。

電流合成器的失調電壓大約為20mV，該失調電壓將會導致輸入線電流在過零點發生畸變。為了對失調電壓進行補償，需要在引腳VREF和IMO之間接入一只補償電阻，其大小由電阻RIMO和電流合成器輸出端的失調電壓共同決定。當失調電壓為20mV、RIMO為3.3kΩ時，該補償電阻的大小降為1.2MΩ。

⑥ 電流檢測：UC3855A/UC3855B對開關管電流的檢測主要是通過電流互感器實現的。此處不宜采用檢測電阻進行檢測，原因是功耗較大。

在采用電流互感器時，需要考慮一些實際問題。由于開關頻率高達幾百赫茲，必須要保證磁芯可靠復位。在功率因數校正電路中保持較高的占空比相對而言增加了一定的難度。另外，在ZVT電路中，檢測和復位技術比較復雜，掌握起來比較困難。由于ZVT電路在工作時將從線電流中涉取電流，因此容易成線電流的畸變。為最大限度地減小畸變，應對ZVT電路的工作電流進行檢測，在電流互感器后面接入諧振電感可以保證這一點。如果諧振電容跨接在MOSFET的漏極和源極兩側，即位于電流互感器的下方，當主開關管關斷時，電流將流入諧振電容。在線電壓過零時，占空比接近100%，但由于諧振電容的作用，該電流將消耗掉一小部分電流互感器的復位時間。如果電流互感器因此沒有足夠的時間復位，磁芯將會飽和，并造成輸入線電流在過零點發生畸變。因此推薦電流互感器采用下面的電路結構，即諧振電容跨接在電流互感器的上方，如圖3-56所示。

在該電路中，對諧振電容中的電流檢測是在輔助開關管導通過程中實現的。由于這一工作過程發生在開關周期剛剛開始時，因此電流互感器的復位時間不會有任何損失。將諧振電容接在電流互感器的上方不會對主開關管du/dt的控制產生任何影響。由于UC3855A/UC3855B控制的是平均電流，因此無論是在開關管周期開始階段還是結束階段對諧振電容中的電流進行檢測，都不會對UC3855A/UC3855B的控制產生影響。

注意：對電流互感器的結構、復位時間及位置等要認真考慮，因為低頻電流互感器，如工作頻率為20kHz的電流互感器，在100kHz甚至更高的開關頻率下的性能顯著下降，不能滿足實際工作要求。

⑦ 電流誤差放大器：電流誤差放大器的作用是使輸入電流跟隨正弦基準信號變化。誤差放大器的同相輸入端正是乘法器的輸出端，而其反相輸入端則通過一只電阻與電流合成器的輸出端相連，其阻值一般與RIMO相同。

電流誤差放大器的輸出信號與PWM比較器的鋸齒波信號相比較，以確定占空比的大小。占空比在輸入線電壓過零時取得最大值。由于占空比接近100%，因此增加了電流互感器復位的難度。通常，PWM控制器在振蕩器放電期間占空比為零，而在ZVT工作模式下，占空比能夠達到100%。然而實際中，這是不允許的，因為一旦占空比接近100%，將導致電流互感器飽和，造成電流放大器過補償，從而引起輸入線電流在過零點發生畸變。另外，如果電流互感器飽和，其電流限幅功能就會失效。因此，需要在電流放大器的輸出端增加外接鉗位電路，以限制最大占空比。

確定鉗位電壓的大小非常簡單，如果在啟動期間電流放大器的鉗位設得過低，系統雖然能夠工作，但輸入線電流的過零畸變較大。系統正常工作后，鉗位電壓可以逐漸增大，直至電流互感器不再飽和，同時線電流的總諧波失真也將降至正常水平。

在深度輕載或空載條件下，從輸入線電流中獲取的平均電流的大小要低于正常值。為了避免過電壓情況的發生，如果誤差放大器的輸出電壓低于1V，控制器將進入脈沖跳躍模式。另外，在輸入線電壓上限條件下，當CAO低于1V時，脈沖跳躍比較器就被激活，比較器的輸出送至過電壓保護/使能（OVP/ENABLE）電路中的“或”門輸入端，使“或”門輸出高電平。該信號將防止ZVT輔助開關管和主開關管的柵極驅動信號變為高電平。

⑧ 電壓誤差放大器：電壓誤差放大器通過引腳VSENSE對輸出電壓進行檢測，輸出電壓檢測信號與內置3V基準電壓相比較。因此，電壓誤差放大器的輸出功率將與輸出功率成正比。電壓誤差放大器輸出電壓的范圍為0.1～6V，其輸出端同時也是乘法器的一個輸入端，當該端電壓低于1.5V時，乘法器的輸出將被禁止。

⑨ 保護電路：UC3855A/UC3855B將使能端和過電壓保護電路集成在了一起，通過輸出過電壓檢測信號輸入端與外部電路相連。使能比較器的閾值為1.8V，當輸出過電壓檢測信號輸入端上的電壓低于1.8V時，基準電壓和振蕩器將停止工作。過電壓保護比較器的閾值為7.5V，當輸出過壓檢測信號輸入端上的電壓超過7.5V時，柵極驅動信號將被中止。因此，過電壓保護電路中的電阻分壓器應確保在發生過電壓故障時，輸出過電壓檢測信號輸入端的電壓高于7.5V。根據上述特性，可以確定UC3855A/UC3855B的最低啟動電壓。例如，如果規定輸出電壓超過450V為過電壓狀態，則電阻分壓器中引腳VOUT到OVP之間的分壓比應為60∶1，此時對應的最小啟動線電壓為76URMS。

UC3855A/UC3855B具有逐個脈沖電流限幅功能。前置變換器從母線獲取的最大平均功率由乘法器的功率限制功能決定。但是，在開關轉換瞬間或過電壓狀態下，還需要增加峰值電流限幅功能。實際上，當引腳ION上的主開關管開關電流檢測信號超過1.5V時，電流限幅比較器將關斷柵極驅動信號。

⑩ 軟啟動和欠電壓鎖定：UC3855A/UC3855B具有軟啟動功能。引腳SS能夠向外接的軟啟動電容提供1.5μA的拉電流。這樣就保證了系統平滑啟動。

UC3855A的導通閾值為15.5V，滯回電壓為6V。而UC3855B的導通閾值則為10.5V。

3.3.4 SLE4520三相PWM集成電路

SLE4520三相PWM集成電路是一種應用AC-MOS技術制作的低功耗高頻大規模集成電路，是一種可編程器件。它能把3個8位數字量同時轉換成三路相應脈寬的矩形波信號，與8位或16位微機聯合使用，可產生三相變頻器所需的六路控制信號，輸出的SPWM波的開關頻率可達20kHz，基波頻率可達2600Hz，因此適用于IGBT變頻器或其他中頻電源變頻器。

1.SLE4520的引腳功能

SLE4520為雙列直插式28腳芯片，如圖3-57所示。它有13個輸入端、5個控制端、8個輸出端、2個電源端，各引腳功能見表3-6。

2.SLE4520內部結構框圖及工作原理

（1）內部結構。SLE4520內部結構框圖如圖3-58所示，共包括17個單元電路：3個（對應于U、V、W三相的）8位數據鎖存器，3個可預置8位計數器，3個過零檢測器，一個4分頻鎖存器，一個可編程1∶n預置分頻器、一個4位死區時間寄存器，一個1∶4地址譯碼鎖存器，一個通/斷控制觸發器，一個振蕩器，以及一個脈沖放大器。這些單元電路分別與SLE4520內部數據總線或控制總線相連。

SLE4520采用內部譯碼結構，各寄存器地址見表3-7。

（2）數字量如何轉換為脈寬。在片選信號CS有效、SETSTATUS及INHIBIT端信號無效的情況下，當ALE、WR信號有效時，由微機輸出的地址數據經由數據總線P0～P7寫入地址譯碼鎖存器。然后，根據地址譯碼，由微機輸出的SPWM脈寬數據分別寫入3個8位數據鎖存器。在SYNC端輸入觸發脈沖信號后，三相的脈寬數據同步地裝入減法寄存器，并開始進行減1計算。一旦哪一相減1計數器減到零，則該相過零檢測器就發出信號，使該相輸出由高電平（無效）變為低電平（有效），形成一個脈沖。計數器減到零后即停止工作，直到下一個SYNC端的同步觸發脈沖到來，再使該相輸出為高電平。

（3）開關頻率的選擇。減1計數器的減法速度由4位預分頻器及可編程分頻器控制。這樣，可以通過編程方便地改變開關頻率，實現輸出頻率的微調。

可編程分頻控制器的分頻比率由分頻控制寄存器設置。設置數值與分頻比率的關系見表3-8。

確定計數器的分頻比率后，根據下述的方法選擇開關頻率，即開關頻率的周期長度應正好是最大的脈沖寬度。例如，使用8031微機，在12MHz晶振下，計數器分頻比率為1∶12時，則計數頻率為1MHz，減1一次為1μs。因此，若送入計數器的最大脈寬數據為（7位），則128μs時減1計數器到零。因此，開關頻率為1/128μs≈7.8kHz。若送入計數器的最大脈寬數據為0（8位），則256μs后減1計數器到零。因此，開關頻率為3.9kHz。表3-9給出了若干計算結果。

（4）死區位移寄存器和死區時間設定。死區時間是把脈寬調制信號與一個延遲信號相結合而獲得的。具體地講，由于SLE4520每一路輸出都是低電平有效，所以死區時間的形成是通過延遲脈沖負沿到來的時刻獲得的，而這個“延遲”又是通過一個4位位移寄存器來設定的，共16種。位移寄存器的時鐘，即延遲時鐘的頻率是由在可編程分頻器的分頻控制寄存器中設置的數值來決定的。延遲時鐘分頻比率只有兩種：1∶4,1∶6。可見死區時間取決于3個因素，即晶振頻率、可編程控制器的設置數值及位移寄存器的設置數值。表3-10給出了12MHz晶振時的死區時間。

（5）輸出級。在沒有死區時間的情況下，PH1/2的輸出信號與PH1/1的輸出信號是相反的；PH2/2的輸出信號與PH2/1的輸出信號是相反的；PH3/2的輸出信號與PH3/1的輸出信號也是相反的，均為低電平有效。輸出信號的負沿都向右延遲一個由程序設置的死區時間。輸出級電流可達20mA，可直接驅動TTL電路或隔離用的光耦。

輸出級可以動態封鎖或靜態封鎖。在INHIBIT（19腳）信號有效期間，SLE4520的6個輸出端均被置為高電平。這時，若輸出是連接到光耦中發光二極管的陰極，則發光二極管無電流，變頻器的6個開關器件全部被封鎖。在開始工作時，封鎖輸出是很重要的。這是因為只有晶振輸出已建立，并且在初始化程序執行后，才能有正確的脈寬調制脈沖輸出。因此，微機必須有一個輸出口與INHIBIT端相連，在接通電源后，微機將此輸出口置為高電平，封鎖輸出。而在初始化程序結束后，再將此端口置為低電平，允許SLE4520輸出。

封鎖輸出的另一種方法是將狀態觸發器的置位端SETSTATUS（22腳）加一個高電平。這種方法可用于各種故障保護。故障狀態可由狀態觸發器的輸出端STATUS（20腳）接指示器來指示，并可用此信號將故障狀態通知微機。故障排除后，給狀態觸發器的清零端CLR STATUS（21腳）輸入一個高電平脈沖，即可解除封鎖，導通SLE4520的SPWM信號輸出。

如上所述，SLE4520是一個可編程三相PWM集成電路，與微機配合使用能把三路8位數字量轉換成三路脈寬調制信號，形成三相SPWM波，驅動三相功率開關器件。雖然也可以和16位微機配合使用，但因SLE4520是8位可編程芯片，一般情況下可與8位微機配合使用。