3.2 PMPT技術

PMPT是相位調制PWM拓撲的簡稱，它是在相移控制和PWM控制技術有機結合的基礎上發展的一種新技術，適用于中、高功率軟開關變換器。

圖3-19所示為全橋變換器的基本電路和雙極性控制方式下的波形。在一個開關周期Ts內，前半周VT1、VT4導通，時間為Ton，變壓器初級繞組上的電壓為uAB=Ui；后半周VT2、VT3導通，時間也是Ton, uAB=-ui; VT1、VT4和VT2、VT3全都截止時，uAB=0。變壓器次級開路時，變壓器初級電壓uAB的波形如圖3-19（b）所示，是一個方波。調節開關管VT1、VT4和VT2、VT3的導通時間，即調節占空比D），就可以調節uAB的寬度，從而調節uAB的有效值大小。變壓器次級電壓uo的波形與uAB相同，幅值是Ui/K。K是初級繞組匝數N1與次級繞組匝數N2的比值K=N1/N2。

應該注意，這種控制方式適用于變壓器次級接電阻負載，不適合接電感負載。從圖3-19中兩種負載的波形可以看出，電感負載時，變壓器初級、次級電壓波形和阻性負載時有很大不同，出現了一塊陰影面積，在純電感負載時陰影面積與阻性負載時的uAB面積大小相同。電感負載時輸出電壓uo的波形不僅由VT1和VT4的導通狀態決定，而且與負載的性質有關。當占空比D在的范圍內變化時，uAB和uo始終為180°方波，不受D的影響。

全橋變換器的有限雙極性控制方式是讓一個橋臂的兩個開關管（如VT1和VT3）為PWM工作，另一個橋臂的VT2、VT4輪流導通半個周期。空載與電阻負載時輸出電壓uo和電流is波形與上一種控制方式相同，如圖3-20（a）所示。電感負載時，電壓uAB和變壓器次級電流is的波形如圖3-20（b）所示。VT1和VT2導通時，uAB=Ui，變壓器次級電壓uo=Ui/K，負載電流is的增長率 , L為負載電感。在時，VT1關斷，VT3續流，形成由VD3、變壓器初級繞組和VT4構成的續流回路，故uAB=0。因為該回路中沒有外部電源，若忽略電路損耗，則電流is保持不變，直到t=Ts/2時，VT4截止，VT2和VT3導通，is下降。用這種控制方式，uAB和輸出電壓uo只與開關器件的狀態有關，與負載性質和大小無關，可用于電阻負載或電感負載。

全橋變換器的第三種控制方式是移相控制方式，這種控制方式是VT1和VT3輪流導通，各導通180°電角；VT2和VT4也是這樣，但VT1和VT4不是同時導通。VT1先導通，VT4后導通，兩者導通差α電角，如圖3-21（a）所示。其中VT1和VT3分別先于VT4和VT2導通，故稱VT1和VT3組成的橋臂為超前橋臂，VT2和VT4組成的橋臂為滯后橋臂。

移相控制時，空載電壓波形uAB和輸出電壓波形uo如圖3-21（a）所示，與圖3-19（b）和圖3-20（a）相同。電阻負載后的電壓和電流波形也與圖3-19（b）和圖3-20（a）相同。電感負載時的電壓和電流波形如圖3-21（b）所示，和圖3-20（b）相同，也不會使uAB和uo畸變。方波電壓uAB的寬度僅與移相角α有關，α=0°，則uAB為寬180°電角的方波。α越大，則uAB波形越窄，與圖3-20（b）中減小VT1和VT3的占空比時情況相同。

PMPT實際上是一種全橋拓撲，H型橋中4個橋臂上的MOSFET的驅動波形幾乎是完全一樣的，接近理想狀態，幾乎不存在開關損耗。正常工作條件下，其漏電流與采用傳統的全橋PWM拓撲電路中的漏電流大小相當，因此無須選用大基板面積的功率MOSFET，可以降低成本。

PMPT與全橋PWM拓撲的唯一區別在于二者開關過程不同。PMPT技術的核心在于保證每個橋臂上MOSFET的漏源電壓能夠在其進入下一個導通周期之前降至“0V”，以實現零電壓導通。

圖3-22所示為典型的H型橋的結構。圖中并接在功率MOSFET上的電容和二極管是功率MOSFET的寄生元件，其中寄生電容的大小一般在100～500pF之間。體二極管的反向恢復時間一般在100ns以內。

PMPT中功率MOSFET的結構與圖3-22中H型橋的結構完全相同。為了實現PMPT，必須分別對4個功率MOSFET進行驅動。在普通的PWM拓撲中，首先按照所需的占空比對對角橋臂上的兩個開關管進行驅動，然后在所有開關管都關斷之后，再對另一對角橋臂上的開關管進行驅動。

為了在PMPT中實現ZVS，應充分利用變壓器中的漏感和磁化電感及功率MOSFET中的漏源電容。MOSFET的體二極管還用于對正向電壓和反向電壓進行鉗位。這樣可以充分發揮寄生元件的作用。

有時，為了進一步減少關斷損耗，可以在MOSFET漏極-源極之間再增加一只電容。

3.2.1 工作原理

為了更好地理解PMPT的工作原理，下面將對PMPT功率電路的一個完整工作周期進行詳細的分析。為便于分析，假設變壓器中的磁化電感和漏感將起到電流源的作用。PMPT功率級的一個完整工作周期如圖3-23所示。

（1）當對角橋臂上的一對MOSFET VT3和VT4導通時，功率通過變壓器傳輸給負載。由于變壓器初級負載電流要流經變壓器的漏感，因此總的初級側電流值等于負載電流與變壓器磁化電流之和。磁化電流的作用非常重要，因為在輕載時，負載反射電流很小，如果沒有磁化電流的作用，將無法實現ZVS。

（2）VT4關斷。在VT4導通期間，VT2的寄生電容被充電至+U。當VT4關斷時，變壓器電感中的電流開始對VT4的寄生電容進行充電，同時對VT1的寄生電容進行放電。這一過程一直持續到VT1的體二極管導通并將VT1的漏源電壓鉗位于-0.7V。流過變壓器的電流在H型橋的上半橋路中流動。

（3）當VT1的漏源電壓接近“0V”時，VT1導通，VT1、VT4寄生電容上的電壓升至所需電壓的時間，與柵極驅動波形的延遲時間是一致的。延遲時間的大小由外接延遲電阻RDELAY決定。在延遲過程中，電流在VT3和VT1之間循環流動。

（4）VT3關斷，變壓器中的電流開始對VT3的寄生電容進行充電，同時對VT2的寄生電容進行放電。該過程也需要一定的延遲時間，以使VT2的漏極電壓降為“0V”。同樣，該延遲時間與柵極驅動波形的延遲時間也是一致的。當VT2的漏源電壓達到“0V”時，VT2導通。

（5）VT2的寄生電容完全放電后，VT2將導通。功率通過VT1、VT2傳輸給負載，其持續時間的長短由控制電路決定。該時間乘以振蕩器的工作頻率，再乘以2就可以得到占空比，即

D=2tonf

由此可見，在輸出電壓的計算及變壓器匝比的計算方面，PMPT與傳統PWM變換器的計算方法是類似的。但是，在傳統的PWM變換器中，為了獲得最小的磁化電流，磁化電感往往取其最大值。而在PMPT中，磁化電流則被限定在某一特定值上，以便負載反射電流較小時，也能實現ZVS。由于磁化電流和負載反射電流是疊加在一起的，因此在滿載時，開關管中的總電流比傳統PWM變換器中的總電流要大。為了降低開關管上的損耗，PMPT中開關管的導通電阻RDS（on）必須更小，導致成本增加，這是PMPT的不足之處。

（6）在對角橋臂上的一對管子完成功率傳輸之后，VT1關斷。VT4的漏源電壓開始下降，當降至“0V”時，就進入下一個工作階段。

（7）VT4導通，初始電流在下半橋路中循環流動。

（8）VT2關斷，電流開始對VT2的寄生電容進行充電，同時對VT3的寄生電容進行放電。當VT3的漏源電壓降至“0V”時，VT3實現無損耗導通。至此，完成了一個完整的工作周期，然后將從狀態1開始往復進行。

3.2.2 控制電路

控制電路能夠生成PMPT控制所需的定時波形及柵極驅動波形，并且其內部還包含功能完善的故障檢測電路。在PMPT中，每個開關管都在恒定的占空比下工作，占空比接近50%。實際中，有效占空比在40%～50%之間，剩下約10%的占空比用于實現ZVS。需要注意的是，實際百分比將隨著變換器工作頻率的變化而變化。頻率較低時，如100kHz, PMPT具有最理想的特性，占空比接近50%。

下面著重分析一下相位調制的實現過程。PMPT四組柵極驅動信號是相對獨立的，控制器通過四個輸出端直接驅動四只功率MOSFET。圖3-24所示為控制器ML4818中相位調制器的原理。為簡化起見，故障保護及監控電路、互補驅動輸出電路、延遲電路等均被省略。從圖中可以看出，相位調制器的結構非常簡單。為便于分析，假設兩個比較器不起作用，激勵信號只來自于時鐘脈沖，此時電路可以簡化為圖3-25。

從圖3-25中可以看出，如圖FFB輸入端“S”上的信號為邏輯“0”，則FFB的“Q”端將被復位為邏輯“0”。根據異或門的工作原理，“B”端的輸出信號與“A”端輸出信號相反，即二者在相位上相差180°，其波形和時序如圖3-26（a）所示。

如果FFB的輸入端“S”上的激勵是某一特定的周期激勵信號，而不是時鐘信號，那么相關的時序波形將與圖3-26（a）有所不同，如圖3-26（b）所示。“A”端在時鐘脈沖信號作用下觸發，而“B”端則由FFA的輸出信號㊣Q和FFB的輸出信號Q異或后得到。異或門此時起到反相器的作用。

通過控制tMOD的大小，可以實現對輸出端“A”和“B”之間相移的控制。FFB輸入置位脈沖信號可由相位調制比較器或限流比較器生成。通常，在PWM控制器中，相位調制比較器的一個輸入信號為誤差放大器的輸出信號，該信號設定觸發電平。另一個輸入信號可以是電壓斜坡信號，也可以是功率電路中初級側或次級側電流波形檢測信號。FFB置位脈沖及相關波形如圖3-27所示。當誤差放大器的輸出信號變化時，觸發電平亦隨之改變，這樣就可以通過改變觸發電平實現對tMOD的連續控制。在開關電源中，當初級側的負載電流超過設定值時，須對脈沖帶寬進行限制。相位比較器的輸出信號與限流比較器的輸出信號進行“或”運算后生成FFB置位信號。圖3-28（a）所示為相位調制器的完整電路原理，其四個輸出端分別為A1、A2、B1和B2，相應的控制時序圖均可從該圖中導出。圖3-28（b）所示為四個輸出端輸出信號的時序。

3.2.3 柵極驅動信號延遲

在傳統H型橋電路中，兩個MOSFET要么同時導通，要么同時截止。為了實現ZVS，必須使橋臂中的一個MOSFET保持導通，而另一個MOSFET保持截止。在此期間，將在下一個開關周期內導通的MOSFET的漏源電容開始放電，直至其電壓降至“0V”。

為了實現這一瞬態過程，需要對驅動波形加以改動，即在柵極驅動波形的上升沿上增加特定的延遲時間量。圖3-29所示為帶延遲和輸出驅動電路的完整的相位調制器結構。延遲電路通過一只外接電阻即可生成所需的延遲時間。延遲時間定時電容集成在模塊的內部。延遲電阻RD（kΩ）可按照下式進行計算：

最終實現的波形如圖3-30所示。上升沿中的陰影表示脈寬的減小。注意，延遲時間量僅出現在波形的上升沿，因此柵極驅動信號實際占空比低于50%。由于四路驅動信號都經過延遲處理，波形保持了良好的對稱性。雖然可以通過外接電阻對延遲時間進行調整，但是實際延遲時間的大小可能與設想的有所不同。這主要是由于驅動波形的變化而造成的，而且對MOSFET的柵極電容進行充、放電也需要一定的時間。

實現ZVS所需時間，將隨著初級側負載反射電流的變化而變化。前面曾經提到，初級側的總電流等于負載電流與變壓器磁化電流之和。而磁化電流的作用非常重要，由于輕載時的負載反射電流很小，如果沒有磁化電流的作用，ZVS將無法實現。因此，為了獲得足夠大的磁化電流，功率變壓器的設計非常重要。在大多數情況下，變壓器的氣隙將起到穩定磁化電感的作用。圖3-31給出了理想情況下完整的PMPT功率傳輸過程示意圖。功率傳輸僅發生在陰影所示的周期內。該周期的長度由“A”端和“B”端輸出信號之間的相位關系決定：圖中深色陰影區域代表功率向負載傳輸的次數，淺色陰影區域代表上升沿延遲，當A1=“1”且B1=“1”時，或A2=“1”且B2=“1”時，功率傳輸給負載。