第3章 軟開關技術控制方法和集成電路

軟開關技術采用的控制方法有PFM（脈沖頻率控制）、PWM（脈沖寬度調制）、PMPT（相位調制與PWM技術有機結合的一種新技術）等，在此重點論述PWM和PWPT控制方法及幾個適用于軟開關技術的集成控制器的典型產品。

3.1 PWM技術

3.1.1 工作原理

PWM技術，就是在周期不變的條件下，利用改變脈沖波形的寬度（或用占空比表示），甚至可以將脈沖波形斬切為若干段，以達到抑制諧波目的的一種方法。采用PWM方式構成的變換器，其輸入為固定不變的直流電壓，可以通過PWM技術在同一變換器中既實現調壓又實現恒頻。這種變換器，只有一個可控的功率級，簡化了主回路和控制回路的結構，因而體積小、重量輕、可靠性高。又因為它集調壓、恒頻于一身，所以調節速度快、系統的動態響應好。此外，采用PWM技術不僅能提供較好的變換器輸出電壓和電流波形，而且提高了變換器對交流電網的功率因數。

PWM技術抑制諧波的原理可由圖3-1所示幾種典型波形的對比中得到較好的說明。圖3-1（a）為交流矩形波，圖3-1（b）為單脈沖PWM波，圖3-1（c）為按諧波抑制要求進行斬切的PWM波，圖3-1（d）為多脈沖等幅等寬的PWM波。由于各種波形形狀不同，因而它們的基波和各高次諧波的幅值均不相同。

圖3-1中各波形有著共同的特點：均屬于奇函數（對原點對稱），而且具有半波內對稱的性質，因此它們可以用一個傅里葉級數展開式來表達

式中 Um——脈沖波的幅值；

n——諧波次數；

k——波形斬切次數；

ak——第k次斬切時相應的角度。

式中不包含余弦項，也不包含偶次諧波。對于圖3-1（a）所示交流矩形波的情況，a1=a2=…=0，于是u1（t）的表達式為

其基波和各次諧波的幅值分別為

對于圖3-1（b）中單脈沖PWM波的情況，a1=a2=a3=π/6，則u2（t）的表達式為

其基波和各次諧波的幅值分別為

從上述兩種情況可以看出，只要利用PWM技術控制輸出電壓波形，就能使諧波成分明顯地改變，這種效果是以犧牲基波幅值為代價的。圖3-1（b）與圖3-1（a）的波形相比，基波幅值僅減小了13%，但其三次諧波的幅值卻由原來的1/3減小到零，其他高次諧波也相應地減小了。

對于圖3-1（c）的波形，更可利用調整ak角的數值有意地消除某一諧波成分。例如，若希望完全消除三次諧波、五次諧波、七次諧波，即令U3m=U5m=U7m=0，那么，只要求解下列三角聯立方程式即可

式中 U1m——基波電壓幅值。

由此求得：α1=22.5°, α2=37.5°, α3=46.5°。與圖6-1（a）的波形相比，基波幅值減小了18%，但是三次諧波、五次諧次、七次諧波均衰減到接近零。

這種由計算求得斬切角αk實現PW M的方法稱為諧波抑制PW M法，在工程上實現此控制方法是較困難的。

工程實際中應用最多的是正弦PWM法（簡稱SPWM），它是在每半個周期內輸出若干個寬窄不同的矩形脈沖波，每個矩形波的面積近似對應正弦波各相應局部波形下的面積，如圖3-2所示。例如，將一個正弦波的正半周劃分為N等份（圖中N=12），每一等份的正弦波形下的面積可用一個與該面積相等的矩形來代替，于是正弦波形所包圍的面積可用這N個等幅（Ud）不等寬的矩形脈沖面積之和來等效。各矩形脈沖的寬度可由理論計算得出，但在實際應用中常由正弦調制波和三角形載波相比較的方式來確定脈寬。因為等腰三角形波的寬度自上向下是線性變化的，所以當它與某條光滑曲線相交時，可得到一組幅值不變而寬度正比于該曲線函數值的矩形脈沖。若使脈沖寬度與正弦函數值成比例，則也可生成SPWM波形。在工程應用中感興趣的是基波，假定矩形脈沖的幅值Ud恒定，半周期內的脈沖數N也不變，通過理論分析可知，其基波的幅值U1m與脈寬Di有線性關系，即

式（3-5）說明，變換器輸出基波電壓幅值隨調制脈沖的寬度而變化，只要采取措施，利用控制信號去調節脈寬Di，即可調節基波幅值。半周期內的脈沖數N越多，諧波抑制效果越顯著；但N值將受到換流電路中為減少額外損耗和保證安全換流所允許的最大換流速率及最小脈寬、最小間隙的限制。

按調制脈沖極性關系可分為單極性控制PWM和雙極性控制PWM兩種。所謂單極性控制是指在輸出波形的半個周期內，變換器同一橋臂中的兩個開關器件只有一個處于不斷切換的開關狀態，另一個則始終處于關斷狀態。因此，輸出波形在任何半周期內始終為一個極性，圖3-3所示為單極性控制方式的SPWM波形，載波信號uT采用單極性等腰三角形波，控制信號uC為正弦波形，利用倒相信號ux來處理二者間的配合關系。當uC＞uT時，開關器件導通；當uC＜uT時，開關器件關斷，形成的調制波是等幅、等距但不等寬的脈沖列，經半波倒相后輸出。改變控制信號uC的幅值時，調制波的脈寬將隨之改變，從而改變了輸出電壓的大小。改變控制信號uC的頻率，則輸出電壓的基波頻率亦隨之而改變，這樣就達到了既可調壓又可調頻的目的。

雙極性控制則是指在輸出波形的半周期內，變換器同一橋臂中的兩只開關器件均處于開關狀態，但它們之間的關系是互補的，即通/斷狀態彼此是相反交替的。這樣輸出波形在任何半周期內都會出現正、負極性電壓交替的情況，故稱為雙極性控制，其波形示意圖如圖3-4所示。與單極性控制方式相比，載波和控制波都變成了有正、負半周的交流方式，其輸出矩形波也是任意半周中均出現正、負交替的情況。

按載波頻率與控制波頻率之間的關系可分為同步控制方式和異步控制方式兩種。同步控制方式是指：脈沖調制波在任何輸出頻率情況下，正、負半周始終保持完全對稱，即載波與控制波的頻率比不變，保持為一個常值。在輸出波形的半個周期內調制脈沖數是固定的，如圖3-5（a）所示。這種方式在輸出頻率低時，諧波影響較顯著。

異步控制方式則是指載波與控制波的頻率比是變化的，這時正、負半周的脈沖數和相位就不會隨時都對稱了。在輸出波形的半個周期內調制脈沖數不再固定，如圖3-5（b）所示。圖中表示三角載波的頻率一定，而控制正弦波的頻率變化，因而在輸出低頻和高頻的不同情況下，半周內的脈沖數大不相同。異步調制方式不再符合半波內對稱的規律，因而將會出現偶次諧波，但半周內的調制脈沖數將隨輸出頻率的降低而增多，有利于改善低頻輸出特性，但是在控制的實現上難度較大。

3.1.2 SPWM波電路

正弦脈寬調制波（SPWM）的諧波影響較小，它在各類變換器中被廣泛采用。對于SPWM波的生成方法，人們進行了大量的研究，歸納起來，可分為硬件電路與軟件編程兩種方式。本書只討論硬件電路的形成方法與電路形式。

1．三角波法

前已述及，生成SPWM波形要求按正弦規律控制脈沖列的脈寬。其原理是，將等腰三角形載波與正弦控制波通過比較器進行比較，則在比較器輸出端就形成了SPWM波?？梢?，生成SPWM波電路必須由三部分組成：三角形波發生器、正弦波發生器和比較器，其框圖及波形示意圖如圖3-6所示。由圖中的波形可以看出，若等腰三角形載波的頻率是正弦波頻率的N倍時，N稱為載波比，則正弦波形在一個周期內被劃分為N等份，并對應著N個寬度不等的矩形脈沖。當 N足夠大時（如N＞20），這一串矩形脈沖序列的面積將非常接近正弦波的面積。各矩形脈沖的寬度Di可近似用下式表示

式中，Ucm和UTm分別為正弦控制波和三角載波的幅值。這種生成SPWM波形的方法稱為三角波調制法，它可以用模擬電路、數字電路或兩者的混合電路來實現。

（1）模擬電路

由模擬電路實現按三角波法生成SPWM波形的電路結構如圖3-7所示。圖中運算放大器A1、A2組成三角波發生器，A1利用R2、R3形成的正反饋和R1C1構成的時間常數組成方波發生器電路，方波的頻率fs=1/（2R1C1）; A2為三角波電路，它實際上是一個積分器，當方波電路的輸出端電壓為正時，三角波電路的輸出為負斜率的線性電壓；反之，當方波電路輸出端為負時，三角波電路輸出則為正斜率的線性電壓。可見，三角波與方波是同頻率的，即三角波頻率 。為了保證三角形波的線性度，在參數設置上要使其積分時間常數R4C2 遠大于方波電路中的時間常數R1C1，載波頻率fT可由改變電阻R1的數值來調整。

可用改變電阻R6的阻值來調整fC。

（2）數字電路

原理上仍是用三角波與正弦波相比較的方法來生成SPWM波，只是利用數字電路形成多級階梯波來近似正弦波或三角波，階梯級數分得越多近似程度越高，即精度越高。因此用數字電路生成SPWM波的關鍵是階梯波形成電路。

圖3-8（a）是利用十進制計數器芯片4017為主構成的階梯正弦波形成電路，圖中由電阻R1、R2、…、R5和R0組成分壓器，其分壓值可根據精確的計算值設置。當計數器的CP端輸入連續脈沖時，其Q0、Q1、…、Q9各輸出端依次輸出相同間隔的高電平脈沖，這些依次出現的正脈沖通過隔離二極管分別加至電阻R1、R2、…、R5，由不同的分壓值來改變各階梯波的幅值。將階梯波引至加法器的一個輸入端，控制電壓Um引入加法器的另一輸入端，改變Um值，即改變了整個階梯波的高度，與零軸相比，使階梯波發生了相應位移，它與三角波的交點即可發生相應變化。

圖3-8（b）為另一種階梯正弦波形成電路。連續脈沖進入N分頻譯碼器（N為偶數）, N值越大精度越高。例如N=18，則每個數字代碼表示正弦波的電角度10°。按正弦分布關系設置R1、R2、…、RN/2與R0組成比例關系，它們分別通過電子開關VT1、VT2、…、VTN/2后組成加法電路，輸入信號的幅值為控制電壓Um。根據分頻譯碼器的輸出狀態，依次確定給予相應電子開關的驅動信號，使該開關導通，加法器輸出與此相應的電壓值。輸入脈沖連續不斷地出現，則加法器輸出端連續地輸出近似于正弦的階梯波。

三角波形的生成可采用和上述階梯正弦波相類似的方法實現。

（3）模擬、數字混合電路

利用數字合成法產生近似正弦波信號，其精度決定于階梯波的級數，上述分頻譯碼方式難以獲得高的精度。若采用只讀存儲器EPROM存放相應正弦波的數據表格，由于其容量大，可以使角度分得極細，保證了應有的精度，電路框圖如圖3-9所示。

EPROM內存放著sin0°～sin359°幅值經過抬高后的數值，這樣就能保證EPROM中存放的均為正數。以計數器的計數值輸出作為EPROM的地址選通信號，經D/A變換后成為近似的正弦波模擬信號，再經電平變換電路去掉原來抬高的數值，恢復正、負半周形式，然后加入比較器與三角波比較，最終形成SPWM波。

當控制電壓Um升高時，壓頻變換器U/F的輸出頻率正比增加，計數速度，即EPROM的讀出速度相應加快，于是控制正弦波的頻率提高。Um還同時作為D/A轉換器的輸入電壓，以控制正弦波的幅值，這種方式符合變壓變頻（VVVF）恒壓頻比協調控制的要求。

2.“Δ”疊加法

“Δ”疊加法脈沖調制電路如圖3-10（a）所示。圖中運算放大器A1作為比較器，A2構成反相加法器，A3構成反相加法器。如果在比較器A1的同相輸入端引入一個頻率可變而幅值恒定的正弦電壓參考信號uC，那么在其輸出端O即會產生基波電壓與頻率之比自動維持恒定的調制波。

工作過程如下：當輸入正弦參考電壓uC由零上升時，比較器A1的輸出uo立刻變為正飽和值+Um，以該值作為輸入信號經反相積分器A2，使A2的輸出電壓uF負向線性增加。uF與uo在加法器A3上疊加，在參數設置上取R2＞R3，保證uF起主要作用，使A3的輸出uB正向上升，當uB＜uC時，uo一直保持為+Um的數值；一旦uB上升到uB＞uC時，A1的輸出uo立即變為-Um。此后，uF開始正向線性增加，uB負向變化，直到uB＜uC，使A1再次翻轉。如此往復循環，得到圖3-10（b）所示的調制波形uo。

3．自適應電流控制法

自適應電流控制生成SPWM波的電路原理如圖3-11所示，其中A為具有滯環特性的比較器，滯環寬度取決于允許容差限的大小，正、負容差限（±Δ）形成容差帶。其作用是：當輸入參考電流信號iref與實際電流反饋信號i的差值大于或等于正容差限+Δ時，輸出跳變為正飽和值+Um；該差值小于或等于負容差限-Δ時，輸出跳變為負飽和值-Um。從波形圖可以看出，當反饋電流與容差帶上邊界相交時，變換橋臂的上面開關關斷，下面開關導通，結果輸出電壓從0.5Ud變到-0.5Ud（Ud為變換器直流側電壓），此時電流開始減小。如果反饋電流減小到與容差帶下邊界相交時，則上面的開關導通，下面的開關關斷，自然形成了SPWM波。圖中的tΔ為封鎖時間，是為了防止在轉換中橋臂上、下開關間出現直通故障而設置的時間延遲。

3.1.3 PWM反饋控制模式

PWM開關電源的基本工作原理就是在輸入電壓、內部參數及外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準信號的差值進行閉環反饋，調節主電路開關器件的導通脈沖寬度，使開關電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩定。PWM的開關頻率一般為恒定值，控制取樣信號有輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓及開關器件峰值電流。這些信號可以構成單環、雙環或多環反饋系統，達到穩壓、穩流及恒定功率的目的。同時，可以實現一些附帶的過電流保護、抗偏磁及均流等功能。PWM反饋控制模式主要有五種。下面以VDMOS開關器件構成的降壓型變換器（Buck）為例，說明這五種PWM反饋控制模式基本工作原理、電路原理示意圖、波形、特點及應用要點。

一般來講，Buck開關電源主電路可用圖3-12所示的降壓變換器簡化表示，Ug表示控制電路的PWM輸出驅動信號。根據選用不同的PWM反饋控制模式，電路中的輸入電壓Ui、輸出電壓Uo、開關器件電流（由b點引出）、電感電流（由c點引出或d點引出）均可作為取樣控制信號。輸出電壓Uo在作為控制取樣信號時，通常經過圖3-13所示的電路進行處理，得到電壓信號Ue, Ue再經處理或直接送入PWM控制器。圖3-13中電壓運算放大器（E/A）的作用有以下3個：

（1）將輸出電壓與給定電壓UREF的差值進行放大及反饋，保證穩態時的穩壓精度。該運放的直流放大增益理論上為無窮大，實際上為運放的開環放大增益。

（2）將開關電源主電路輸出端的附帶有較寬頻帶開關噪聲成分的直流電壓信號轉變為具有一定幅值的比較“干凈”的直流反饋控制信號（Ue），即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。開關噪聲的頻率較高，幅值較大，若高頻開關噪聲衰減不夠，則穩態反饋不穩；若高頻開關噪聲衰減過大，則動態響應較慢，雖然互相矛盾，但是電壓誤差運算放大器的基本設計原則仍是“低頻增益要高，高頻增益要低”。

（3）對整個閉環系統進行校正，使閉環系統穩定工作。

輸入電壓、電流等信號在作為取樣控制信號時，大多也需經過處理。由于不同控制模式的處理方法不同，因此下面針對不同控制模式分別闡述其技術特性。

1．電壓模式控制PWM

圖3-14（a）為Buck變換器的電壓模式控制PWM（Voltage-modeControlPWM）反饋系統原理圖。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜坡相比較，通過脈沖寬度調制原理，得到當時的脈沖寬度，如圖3-14（a）中所示波形。逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為主電路有較大的輸出電容C及電感L相移延時作用，輸出電壓的變小也延時滯后，輸出電壓變小的信息還要經過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至PWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后作用是暫態響應慢的主要原因。

加快電壓模式控制瞬態響應速度的方法有兩種：一是增加電壓誤差放大器的帶寬，但是這樣容易受高頻開關噪聲干擾的影響，需要在主電路及反饋控制電路上采取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理；二是采用電壓前饋模式控制PWM技術，原理如圖3-14（b）所示。用輸入電壓對電阻、電容（RFT、CFT）充電產生的具有可變化上斜坡的三角波取代傳統電壓模式控制PWM中振蕩器產生的固定三角波。此時，輸入電壓變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來。因此，該方法對輸入電壓的變化引起的瞬態響應速度明顯提高。對輸入電壓的前饋控制是開環控制，而對輸出電壓的控制是閉環控制，目的是增加對輸入電壓變化的動態響應速度。這是一個由開環和閉環構成的雙環控制系統。

2．峰值電流模式控制PWM

峰值電流模式控制（PeakCurrent-modeControl）簡稱電流模式控制。如圖3-15所示，誤差電壓信號Ue送到PWM比較器后，并不是像電壓模式那樣與振蕩電路產生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的、其峰值代表輸出電感電流峰值的三角波形或梯形尖角狀合成波形信號U∑相比較，然后得到PWM脈沖關斷時刻。因此，（峰值）電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。

電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。因為峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流的大小一一對應，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應不同的平均電感電流大小。而平均電感電流的大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數學上可以證明，將電感電流下斜坡、斜率的一半以上加在實際檢測電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。因而合成波形信號U∑要由斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構成。當外加補償斜坡信號的斜率增加到一定程度時，峰值電流模式控制就會轉化為電壓模式控制。因為若將斜坡補償信號完成用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號，如圖3-15所示。當輸出電流減小時，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變為電壓模式控制。當處于空載狀態時，若輸出電流為零且斜坡補償信號幅值比較大，則峰值電流模式控制實際上就變為電壓模式控制了。

峰值電流模式控制PWM是雙閉環控制系統，電壓外環控制電流內環。電流內環是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內環控制的電流源，而電壓外環控制此功率級電流源。在該雙環控制中，電流內環只負責輸出電感的動態變化，因而電壓外環僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。因此，峰值電流模式控制PWM具有比電壓模式控制大得多的帶寬。

3．平均電流模式控制PWM

圖3-16為平均電流模式控制（AverageCurrent-modeControl）PWM的原理圖。將誤差電壓Ue接至電流誤差信號放大器（c/a）的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號Ucp。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號Ui接至電流誤差信號放大器（c/a）的反相端，代表跟蹤電流編程信號Ucp的實際電感平均電流。Ui與Ucp的差值經過電流誤差信號放大器（c/a）放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號Uca，再由Uca及三角鋸齒波信號UT或Us通過比較器比較得到PWM關斷時刻。Uca的波形與電流波形Ui反相，所以是由Uca的下斜坡（對應于開關器件導通時期）與三角波UT或Us的上斜坡比較產生關斷信號。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補償。為了避免次諧波振蕩，Uca的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號UT或Us的上斜坡。

4．滯環電流模式控制PWM

滯環電流模式控制PWM（HystereticCurrent-modeControlPWM）為變頻調制，也可以為定頻調制。如圖3-17所示為變頻調制的滯環電流模式控制PWM。將電感電流信號與兩個電壓值比較，第一個較高的控制電壓值Uc由輸出電壓與基準電壓的差值放大得到，它控制開關器件的關斷時刻；第二個較低電壓值Uch由控制電壓值Uc減去一個固定電壓值Uh而得到， Uh為滯環帶，Uch控制開關器件的開啟時刻。滯環電流模式控制由輸出電壓值Uo、控制電壓值Uc及Uch三個電壓值確定一個穩定狀態，比電流模式控制多一個控制電壓值Uch，去除了發生次諧波振蕩的可能性。

5．相加模式控制PWM

圖3-18為相加模式控制PWM（Summing-modeControlPWM）的原理圖。與如圖3-14所示的電壓模式控制有些相似，但有兩點不同。一是放大器（E/A）是比例放大器，沒有電抗性補償元件，控制電路中，電容C1較小，起濾除高頻開關雜波的作用。主電路中，較小的Lf、Cf濾波電路（如圖中虛線所示，也可以不用）也起減小輸出高頻雜波的作用。若輸出高頻雜波小，則均可以不加。因此，電壓誤差放大沒有延時環節，電流放大也沒有延時環節。二是經過濾波后的電感電流信號Ui也與電壓誤差信號Ue相加在一起構成一個總和信號U∑，再與三角鋸齒波比較，得到PWM控制脈沖寬度。相加模式控制PWM是單環控制，但它有輸出電壓、輸出電流兩個流入參數。如果輸出電壓或輸出電流變化，那么占空比將按照補償它們變化的方向而變化。