2.5 絕緣柵雙極型晶體管

2.5.1 絕緣柵雙極型晶體管的工作原理與特性

1.IGBT的工作原理

絕緣柵雙極晶體管簡稱IGBT，是由MOSFET和晶體管技術結合而成的復合型器件，在開關電源和要求快速、低損耗的領域備受青睞。

圖2-74所示為IGBT的結構剖面圖。由圖可知，IGBT是在功率MOSFET的基礎上發展起來的，兩者結構十分類似，不同之處是IGBT多了一個P+層發射極，可形成PN結J1，并由此引出漏極；門極和源極與MOSFET相似。

IGBT按緩沖區的有無來分類，緩沖區是介于P+發射區和N-漂移區之間的N+層。無緩沖區N+的稱為對稱型IGBT，也稱非穿通型IGBT；有N+緩沖區的稱為非對稱型IGBT，也稱穿通型IGBT。因為結構不同造成其特性亦不同，非對稱型IGBT由于存在N+區，反向關斷能力弱，但其正向壓降低、關斷時間短、關斷時尾部電流小。與之相反，對稱型IGBT具有正反向關斷能力，其他特性卻不及非對稱型IGBT。

IGBT相當于一個由MOSFET驅動的厚基區GTR，其簡化等效電路如圖2-75（a）所示，N溝道IGBT的圖形符號如圖2-75（b）所示。對于P溝道IGBT，其圖形符號中的箭頭方向恰好相反。圖中的電阻Rdr是厚基區GTR基區內的擴展電阻。IGBT是以GTR為主導元件， MOSFET為驅動元件的達林頓結構。圖示器件為N溝道IGBT, MOSFET為N溝道型， GTR為PNP型。

IGBT的導通與關斷是由門極電壓來控制的。門極施加正電壓時，MOSFET內形成溝道，并為PNP型晶體管提供基極電流，從而使IGBT導通。在門極上施加負電壓時， MOSFET內的溝道消失，PNP型晶體管的基極電流被切斷，IGBT即為關斷。

當UDS為負時，J3結處于反向偏置狀態，類似于反偏二極管，器件呈反向關斷狀態。

當UDS為正時，有兩種可能：

（1）若門極電壓小于開啟電壓，即UG＜UT時，則溝道不能形成，器件呈正向關斷狀態；

（2）若門極電壓大于開啟電壓，即UG＞UT時，絕緣門極下面的溝道形成，N+區的電子通過溝道進入N-漂移區，漂移到J3結，此時J3結是正向偏置，也向N-區注入空穴，從而在N-區產生電導調制，使器件正向導通。

在器件導通之后，若將門極電壓突然減至零，則溝道消失，通過溝道的電子電流為零，使漏極電流有所突降，但由于N-區中注入了大量的電子-空穴對，因而漏極電流不會馬上為零，而出現一個拖尾時間。

IGBT結構中寄生著PNPN四層結構，存在著因再生作用而將導通狀態鎖定起來的可能性，從而導致漏極電流失控，進而引起器件產生破壞性失效。出現鎖定現象的條件就是晶閘管的觸發導通條件，即

α1+α2=1

IGBT的鎖定現象又分為靜態鎖定、動態鎖定及柵分布鎖定。靜態鎖定是IGBT在穩態電流導通時出現的鎖定，此時漏極電壓低，鎖定發生在穩態電流密度超過某一數值的時刻。動態鎖定發生在開關過程中，在大電流、高電壓的情況下，主要是因為在電流較大時引起α1和α2的增加，以及由過大的du/dt引起的位移電流造成的。柵分布鎖定是由于絕緣柵的電容效應，造成在開關過程中個別先導通或后關斷的IGBT之中的電流密度過大而形成局部鎖定。應當采取各種工藝措施提高IGBT的鎖定電流，克服由于鎖定而產生失效。

2．基本特性

1）靜態特性

IGBT的靜態特性包括伏安特性、飽和電壓特性、轉移特性和靜態開關特性。

伏安特性表示器件的端電壓與電流的關系。N-IGBT的伏安特性如圖2-76（a）所示， IGBT的伏安特性與GTR的基本相似，不同之處是，控制參數是門源電壓UGS而不是基極電流。伏安特性分為飽和區（Ⅰ）、放大區（Ⅱ）和擊穿區（Ⅲ）。輸出電流由門源電壓控制，門源電壓UGS越大，輸出電流ID越大。由圖2-74看出，當IGBT關斷后，J2結關斷正向電壓；反向關斷電壓由J1結承擔。如果無N+緩沖區，正、反向關斷電壓可以做到同樣水平，但加入N+緩沖區后，伏安特性中的反向關斷電壓只能達到幾十伏，因此限制了IGBT在需要關斷反向電壓場合的應用。

IGBT的飽和電壓特性如圖2-76（b）所示，由圖可知，IGBT的電流密度較大，通態電壓的溫度系數在小電流范圍內為負，大電流范圍內為正，其值大約為1.4倍/100℃。

IGBT的轉移特性曲線如圖2-76（c）所示，與功率MOSFET的轉移特性相同。在大部分漏極電流范圍內，ID與UGS呈線性關系；只有當門源電壓接近開啟電壓UT時才呈非線性關系，此時漏極電流已相當小。當門源電壓UGS小于開啟電壓UT時，IGBT處于關斷狀態。加在門源之間的最高電壓由流過漏極的最大電流所限定。一般門源電壓的最佳值可取15V左右。

IGBT的靜態開關特性如圖2-76（d）所示。當門源電壓大于開啟電壓時，IGBT即導通。IGBT由PNP型晶體管和MOSFET組成達林頓結構，其中PNP為主晶體管，MOSFET為驅動元件。電阻Rdr介于PNP型晶體管基極和MOSFET漏極之間，它代表N-漂移區電阻，一般稱為擴展電阻。與普通達林頓結構不同，在等效電路中流過MOSFET的電流是IGBT總電流的主要部分。在這種情況下，通態電壓UDS（on）可用下式表示

式中 UJ1——J1結的正向電壓，UJ1=0.7～1V；

Udr——擴展電阻Rdr上的壓降；

Ron——溝道電阻。

與功率MOSFET相比，IGBT通態壓降要小得多，1000V的IGBT約有2～5V的通態壓降。這是因為IGBT中N-漂移區存在電導調制效應的緣故。IGBT的通態電流IDS為MOSFET的電流IMOS構成IGBT總電流的主要部分。這種不均衡的電流分配是由IGBT的結構所決定的。

即

因為高壓IGBT中PNP型晶體管的放大倍數βPNP＜1，所以PNP型晶體管的基區電流，即

因為IGBT的構成基礎是功率MOSFET，通過門源電壓可控制IGBT的狀態，當UGS＜UT時，IGBT處于關斷狀態，只有很小的漏電流存在，外加電壓由J2結承擔，這種關斷狀態與功率MOSFET基本一致。可見，對稱型IGBT具有正、反向關斷電壓的能力，而非對稱型IGBT幾乎沒有反向關斷能力。

2）動態特性

IGBT的動態特性包括導通過程和關斷過程兩個方面。

IGBT導通時的瞬態過程如圖2-77所示。IGBT在降壓變換電路中運行時，其電流、電壓波形與功率MOSFET導通時的波形相似。這是因為IGBT在導通過程中大部分時間是作為MOSFET來運行的。圖中td（on）為導通延遲時間，tri為電流上升時間，UGG+為門源電壓。漏源電壓的下降時間分為tf1和tf2兩段：tf1段曲線為IGBT中MOSFET單獨工作時的電壓下降時間；tf2段曲線為MOSFET和PNP型晶體管兩個器件同時工作時的電壓下降時間。tf2時間的長短由兩個因素決定：一是在漏源電壓降低時，IGBT中MOSFET的門漏電容增加，致使電壓下降時間變長，這與MOSFET相似；二是IGBT的PNP型晶體管從放大狀態轉為飽和狀態要有一個過程，這個過程也使電壓下降時間變長。由上可知，只有tf2曲線的末尾漏源電壓才進入飽和階段。在UGS的波形圖中，從td（on）開始到tri結束階段，門源電壓按指數規律增加。UG S（t）曲線在從tri末尾至tf2結束這段時間內，由于門源間流過驅動電流，門源之間呈現二極管正向特性，所以UGS維持不變。當IGBT完全導通后，驅動結束，UGS（t）重又按指數規律最終達到UGG+值。

在降壓變換電路中運行時，IGBT的關斷電流、電壓波形如圖2-78所示。由圖可知，在最初階段里，關斷的延遲時間和電壓UDS的上升時間trv，由IGBT中MOSFET決定。關斷時IGBT和MOSFET的主要差別是電流波形分為tfi1和tfi2兩部分，其中tfi1由MOSFET決定，對應于MOS-FET的關斷過程，tfi1由PNP型晶體管中存儲電荷所決定。因為在tfi1末尾MOSFET已關斷，IG-BT又無反向電壓，體內的存儲電荷難以被迅速消除，所以漏極電流有較長的下降時間。因為此時漏源電壓已經建立，過長的下降時間會產生較大的功耗，使結溫增高，所以希望下降時間越短越好。IGBT中無N+層緩沖區的，下降時間較短；反之，下降時間則較長。

通過通態電壓與快速關斷時間的折中，則可以減小下降時間，這一設計思想與一般雙極型器件相同。

在實際應用中，用漏極電流的動態波形來確定IGBT的開關時間。漏極電流的導通時間和上升時間分別用ton和tr表示。導通時間包括電流延遲時間和上升時間兩部分，如圖2-78中td（on）和tri所示。漏極電流的關斷時間和下降時間分別用tof和tf表示。關斷時間由存儲時間和下降時間所組成，如圖2-78所示，存儲時間又包括td（of）和trv兩部分，下降時間則由tfi1和tfi2組成。

IGBT的開關時間與漏極電流、門極電阻及結溫等參數有關。圖2-79給出了開關時間與漏極電流、門極電阻的關系曲線，圖中所示為MG25BZ100型IGBT模塊的實測曲線。圖2-79（a）為電阻負載時漏極電流與開關時間的關系曲線，測試條件為：UCC=600V, UG S=± 15 V, RG=54 Ω, TC=25℃。圖2-79（b）為電阻負載時門極電阻與開關時間的關系曲線，測試條件為：UCC=600V, ID=25A, UGS=±15V, TC=25℃。由曲線可知，隨著漏極電流和門極電阻的增加，導通時間ton、上升時間tr、關斷時間tof和下降時間tf都趨向增加，尤以門極電阻對開關時間的影響更大。

IGBT的開關損耗與溫度有關。圖2-80（a）所示為IGBT導通損耗與電流的關系，盡管IGBT的導通損耗較低，但隨溫度升高而增大。

圖2-80（b）所示為IGBT的關斷損耗與電流、溫度的關系。IGBT的關斷損耗隨溫度上升而增加。

3）擎住效應

IGBT的鎖定現象又稱擎住效應。由圖2-75（a）可知，IGBT復合器件內有一個寄生晶閘管存在，它由PNP型和NPN型兩個晶體管組成。在NPN型晶體管的基極與發射極之間有一個體區電阻Rbr，在該電阻上，P型體區的橫向空穴流會產生一定壓降。對J3結來說，相當于加一個正偏置電壓。在規定的漏極電流范圍內，這個正偏壓不大，NPN型晶體管不起作用。當漏極電流大到一定程度時，這個正偏置電壓足以使NPN型晶體管導通，進而使NPN型晶體管和PNP型晶體管處于飽和狀態，于是寄生晶閘管導通，門極失去控制作用，這就是擎住效應。IGBT發生擎住效應后，漏極電流增大，造成過高的功耗，最后導致器件損壞。由此可知，漏極電流有一個臨界值IDM，大于這個值IGBT就會產生擎住效應。為此，器件制造廠必須規定漏極電流的最大值IDM，以及與此相應的門極-源極間電壓的最大值。漏極通態電流的連續值超過臨界值IDM時產生的擎住效應稱為靜態擎住現象。

IGBT在關斷的過程中會產生動態的擎住效應。動態擎住所允許的漏極電流比靜態擎住時還要小，因此，制造廠家所規定的IDM值是按動態擎住所允許的最大漏極電流而確定的。IGBT在關斷時，MOSFET的關斷十分迅速，IGBT總電流也很快減小為零。與此相應，J2結的反向電壓也迅速建立。此電壓建立的快慢由IGBT承受的最大電壓上升率du/dt決定。dUDS/dt越大，J2結反向空穴建立得越快；但是dUDS/dt在J2結引起的位移電流CJ2dUDS/dt越大。此位移電流為空穴電流，也稱dUDS/dt電流。當dUDS/dt電流流過體區擴展電阻Rbr時，可產生足以使NPN型晶體管導通的正向偏置電壓，以滿足寄生晶閘管導通擎住的條件。由此可知，動態過程中擎住現象的產生主要由最大電壓上升率dUDS/dt來決定，此外還受漏極電流IDM及結溫Tj等因素的影響。

為了避免IGBT發生擎住現象，設計電路時應保證IGBT中的電流不超過IDM值；或者用加大門極電阻RG的辦法延長IGBT的關斷時間，減小最大電壓上升率dUDS/dt。總之，IGBT的使用必須避免擎住效應的產生，否則就有燒壞IGBT的危險。

4）安全工作區

導通和關斷時，IGBT均具有較寬的安全工作區。

IGBT導通時為正向偏置，其安全工作區稱為正向偏置安全工作區，簡稱FBSOA，如圖2-81（a）所示。FBSOA與IGBT的導通時間密切相關，導通時間很短時，FBSOA為矩形方塊，隨著導通時間的增加，安全工作區逐步減小。直流工作時安全工作區最小。這是因為導通時間越長，發熱越嚴重，因而安全工作區越小。

IGBT關斷時為反向偏置，其安全工作區稱為反向偏置安全工作區，簡稱RBSOA，如圖2-81（b）所示。RBSOA與FBSOA稍有不同，RBSOA隨著IGBT關斷時的最大電壓上升率dUDS/dt而改變。電壓上升率dUDS/dt越大，安全工作區越小。與SCR、GTO等器件一樣，過高的最大電壓上升率dUDS/dt會使IGBT導通，產生擎住效應。一般通過適當選擇門源電壓和門極驅動電阻可控制最大電壓上升率dUDS/dt，避免IGBT因dUDS/dt過高而產生擎住效應。

最大的漏極電流IDM是根據避免動態擎住而確定的，與此相應還確定了最大的門源電壓UG S M。只要不超過UG S M，外部電路發生故障時，IGBT將從飽和狀態進入放大狀態。漏極電流與漏源電壓無關，基本保持為恒定值，如圖2-76（a）所示。IGBT的這種特性有利于通過控制門極電壓使漏極電流不再增加，進而避免擎住效應的發生。在這種狀態下應盡快關斷IGBT，避免過量的發熱導致器件損壞。當門源電壓UGS在10～15V之間工作時，漏極電流可在5～10μs內超過額定電流的4～10倍。在這種情況下仍能用反向偏置的UGS進行關斷。若超過此極限，IGBT則有損壞的危險。

最大允許的漏源電壓UDSM是由IGBT中PNP型晶體管的擊穿電壓確定的，實際是由圖2-74所示的J2結決定的。目前IGBT的耐壓可達1200V。

IGBT的最高允許結溫為150℃。IGBT的通態壓降UDS（on）基本穩定，不隨溫度而變，因為IGBT中MOSFET部分的壓降是正溫度系數，而PNP型晶體管部分的壓降是負溫度系數，兩者相結合使IGBT具有良好的溫度特性。

2.5.2 門極驅動

1．驅動條件

IGBT的門極驅動條件密切地關系到它的靜態特性和動態特性。門極電路的正偏壓UGS、負偏壓-UGS和門極電阻RG的大小，對IGBT的通態電壓、開關時間、開關損耗、承受短路能力及du/dt電流等參數有不同程度的影響。門極驅動條件與器件特性的關系見表2-2。門極正電壓UGS的變化對IGBT導通特性、負載短路能力和dUDS/dt電流有較大影響，而門極負偏壓則對關斷特性的影響較大。在門極電路的設計中，必須注意導通特性、負載短路能力和由dUDS/dt電流引起的誤觸發等問題。為了說明數量上的大致關系，以富士公司的2MB150-060型IGBT模塊為例，說明門極驅動電路條件對各特性參數的影響情況。

1）正偏電壓UGS的影響

IGBT的門極驅動電路如圖2-82（a）所示，圖2-82（b）則給出了通態電壓UDS與UGS的關系曲線。由圖可知，當UGS增加時，通態壓降下降。對漏極額定電流ID為50A的IGBT，選擇UG S為15V較為合理。在這一點通態電壓接近飽和值，是IGBT工作的最佳點。此外，從圖2-82（b）還可以看出，IGBT的漏極額定電流ID增加，通態電壓也增加。

UG S增加時，導通時間縮短，因而導通損耗減小。圖2-83所示為每個脈沖導通能耗Eo n與門極正偏壓UGS的關系曲線。圖中所示為IGBT在電源電壓為300V，漏極電流為50A，門極電阻為50Ω，門極反偏電壓為-15V時的實測曲線。當UGS增加時，IGBT的導通能量損耗下降。UGS的增加雖然對減小通態電壓和導通損耗有利，但是UGS不能隨意增加，UGS增加到一定程度之后，對IGBT的負載短路能力及dUDS/dt電流有不利的影響。

2）負偏電壓-UGS的影響

負偏電壓是很重要的門極驅動條件，它直接影響IGBT的可靠運行。圖2-84（a）所示為試驗電路的示意圖，圖2-84（b）所示為負偏電壓與漏極浪涌電流的關系曲線。當VT2關斷時，負載電流經VT2的反并聯快恢復二極管VD繼續導通。當VD恢復關斷狀態時，電流迅速中斷，在VT2的漏極-源極之間產生高達30000V/μs的電壓上升率dUDS/dt。過高的dUDS/dt會產生較大的位移電流使門極-源極間的電壓上升，并超過IGBT的門極閾值電壓，于是產生一個較大的漏極脈沖浪涌電流。過大的漏極浪涌電流會使IGBT發生不可控的擎住現象。為了避免IGBT發生這種誤觸發，可在門極加反向偏置電壓。由圖2-84（b）所示曲線可知，負偏置電壓應為-5V或更大一些。

由表2-2可知，負門極偏置電壓的增加，對關斷特性影響不大。圖2-85所示為每個脈沖的關斷能耗Eof隨-UGS變化的關系曲線，可見Eof隨-UGS的增加變化甚小。曲線的測試條件為：漏極電源為300V，漏極電流為50A，門極正偏電壓為15V，門極電阻為50Ω。

3）門極電阻RG的影響

當門極電阻RG增加時，IGBT的導通與關斷時間增加，進而使每個脈沖的導通能耗Eon和關斷能耗Eof也增加。Eon與Eof和門極電阻RG的關系如圖2-86所示，從圖中可見，希望RG要小，但是，從圖2-87所示漏極電流上升率diD/dt與門極電阻RG的關系又知，當門極電阻RG減小時，IGBT的電流上升率di/dt增大，這又會引起IGBT的誤導通，同時電阻RG上的損耗也增加。根據上述兩種情況，RG的選擇原則是，在開關損耗不太大的情況下，應選用較大的門極電阻RG。例如對2MB150—060型IGBT來說，RG以小于100Ω為宜。

根據上述分析，對IGBT的驅動電路提出下列要求和條件：

（1）由于是容性輸入阻抗，因此IGBT對門極電荷集聚很敏感，驅動電路必須很可靠，要保證有一條低阻抗值的放電回路。

（2）用低內阻的驅動源對門極電容充、放電，以保證門極控制電壓UGS有足夠陡峭的前后沿，使IGBT的開關損耗盡量小。另外IGBT導通后，門極驅動源應提供足夠的功率使IGBT不致退出飽和而損壞。

（3）門極電路中的正偏壓應為+12～+15V；負偏壓應為-2～-10V。

（4）IGBT多用于高壓場合，故驅動電路應與整個控制電路在電位上嚴格隔離。

（5）門極驅動電路應盡可能簡單實用，具有對IGBT的自保護功能，并有較強的抗干擾能力。

（6）若為大電感負載，IGBT的關斷時間不宜過短，以限制di/dt所形成的尖峰電壓，保證IGBT的安全。

2．驅動電路

在滿足上述驅動條件的前提下，可設計IGBT的門極驅動電路。因為IGBT的輸入特性幾乎和MOSFET相同，所以用于MOSFET的驅動電路同樣可以用于IGBT。

為了使門極驅動電路與信號電路隔離，應采用抗噪聲能力強、信號傳輸時間短的光耦合器件。門極和發射極的引線應盡量短，門極驅動電路的輸出線應為絞合線。為抑制輸入信號的振蕩現象，在圖中的門源端并聯一個阻尼網絡，即由1Ω電阻和0.33μF電容器組成阻尼濾波器。另外，驅動電路的輸出級與IGBT輸入端之間的連接串有一只10Ω的門極電阻。其具體電路如圖2-88（a）所示。

圖2-88（b）為采用光耦合器使信號電路與門極驅動電路進行隔離。驅動電路的輸出級采用互補電路的形式以降低驅動源的內阻，同時加速IGBT的關斷過程。

圖2-89所示為應用脈沖變壓器直接驅動IGBT的電路。電路中由控制脈沖形成電路產生的脈沖信號經晶體管VT進行功率放大后加到脈沖變壓器T，并由T隔離耦合經穩壓管VDZ1、VDZ2限幅后驅動IGBT。由于是電磁隔離方式，驅動級不需要專門的直流電源，簡化了電源結構，且工作頻率較高，可達100kHz左右。這種電路的缺點是由于漏感和集膚效應的存在，使繞組的繞制工藝復雜，并易于出現振蕩。

3.IGBT專用驅動模塊

大多數IGBT生產廠家為了解決IGBT的可靠性問題，都生產與其相配套的混合集成驅動電路，如日本富士的EXB系列、日本東芝的TK系列、美國摩托羅拉的MPD系列等。這些專用驅動電路抗干擾能力強，集成化程度高，速度快，保護功能完善，可實現IGBT的最優驅動。

日本富士公司的EXB841型300A/1200V快速型IGBT專用驅動模塊，整個電路信號延遲時間不超過1μs，最高工作頻率可達40～50kHz。它只需要外部提供一個+20V電源，模塊自身設有-5V反偏電壓。模塊采用高速光耦合器隔離，射極輸出，并有短路保護及慢速關斷功能。其功能原理框圖如圖2-90所示；電路原理如圖2-91所示。模塊的結構分為三個部分：放大部分、過電流保護部分和5V基準電源部分。

放大部分由ISO1（TLP550）光耦合器、晶體管VT2、VT4、VT5和阻容元件R1、C1、R2、R9組成，其中ISO1起隔離作用，VT2為中間放大級，VT4、VT5組成互補式推挽輸出。

過電流保護部分由晶體管VT1、VT3、VT6和穩壓管VDZ1及阻容元件R3～R8, C2～C4組成。它們能實現過電流檢測和延時的保護功能。模塊的⑥腳通過快速二極管VD2接至IGBT的漏極D，以檢測UDS的高低來判斷是否發生短路。

5V基準電源部分由VDZ2和R10、C5組成，它既為驅動IGBT提供-5V反偏壓，同時也為輸入ISO1光耦合器提供二次電源。

EXB841驅動模塊的工作原理如下。

1）正常導通過程

當控制電路使EXB841輸入端○14腳和○15腳有10mA的電流流過時，ISO1光耦合器導通， A點電位迅速下降至0V，使晶體管VT1、VT2截止；VT2截止使B點電位上升至20V, VT4導通，VT5截止，EXB841通過VT4及門極電阻RG向IGBT提供電流，使之迅速導通，UDS下降至3V。與此同時，VT1截止使+20V電源通過R3向電容C2充電，時間常數τ1為

τ1=R3C2=2.42 μs

使C點電位由零升到13V的時間可由下式求得

由于IGBT約1μs后已導通，UDS下降至3V，從而將EXB841的⑥腳電位鉗制在8V左右，因此C點和F點電位只能達到8V左右。這個過程時間為1.24μs。因穩壓管的穩壓值為13V，故在IGBT正常導通時不會被擊穿，VT3不通，E點電位仍約為20V，二極管VD1截止，不影響VT4、VT5的工作狀態。

2）正常關斷過程

當控制電路使EXB841輸入端○14腳和○15腳無電流流過時光耦合器ISO1不通，A點電位上升使VT1和VT2導通；VT2導通使VT5導通、VT4截止，IGBT的門極電荷通過VT5迅速放電，使EXB841的③腳電位迅速下降至0V，由于此時③腳電位比①腳電位低5V，因此IGBT可靠關斷，UDS迅速上升，使EXB841的⑥腳經VD2隔離“懸空”。此時VT1導通，電容C2通過VT1更快放電，將C點和F點電位鉗在0V，此時VT2導通，B點電位也為0V，此刻穩壓管VDZ1仍不通，后續電路不會動作，IGBT正常關斷。

3）保護動作

IGBT正常導通時C點和F點電位穩定在8V左右，穩壓管VDZ1不被擊穿，VT3不導通， E點電位保持為20V，二極管VD1截止。若此時發生短路，IGBT承受大電流而退出飽和。UDS上升很多，二極管VD2截止，則EXB841的⑥腳“懸空”, C點和F點電位開始由8V上升；當上升至13V時，VDZ1被擊穿，使VT3導通，電容C4通過R7和VT3放電，E點電位逐步下降，從而使EXB841的③腳電位也逐步下降，慢慢關斷IGBT。

其中，C點和F點電位由8V上升到13V的時間可由下式求得

又R7、C4組成的時間常數為

τ2=C4R7=4.84 μs

則E點由20V下降到3.6V的時間可由下式求得

此時慢關斷過程結束。IGBT門極偏壓為0V。

這種狀態一直持續到控制信號使EXB841中ISO1光耦合器截止，此時VT1和VT2導通，VT2導通使B點電位下降至0V，從而VT4完全截止，VT5完全導通，IGBT門極所受偏壓由慢關斷時的0V迅速下降到-5V, IGBT完全關斷。VT1導通使C2迅速放電、VT3截止， 20V電源通過R9對C4充電，時間常數為

τ3=R9C4=48.4 μs

則E點由3.6V充至19V的時間可由下式求得

即E點恢復到正常狀態需135μs，至此EXB841完全恢復到正常狀態，可以進行正常的驅動。

圖2-92所示為IGBT專用驅動電路HR065的內部電路圖。HR065的基本工作原理與EXB系列大致相同，但引腳由15只減少為10只，引腳定義如下：①腳接IGBT漏極；②腳接直流電源正端；③腳接門極電阻；④腳接直流電源地；⑤、⑥腳分別接輸出報警光電耦合器的正、負端；⑦腳接過流保護抗干擾電容；⑧腳接源極檢測二極管正端；⑨、⑩腳分別接輸入信號的正、負端。

光耦合器VL、晶體管VT1、VT2、VT3及電阻R1、R2、R3構成了驅動器的基本電路。其中VT2、VT3為一對互補推挽輸出管，VT2導通時VT3必定截止，驅動器向IGBT柵極輸出正電壓；反之，輸出負電壓。VT1為信號中間推動管。光耦合器VL起到傳遞輸入信號和實現輸入/輸出隔離的雙重作用。VT4、VT5、VDZ及R4～R8, C1～C3構成了過電流檢測、故障信號輸出及導通保持電路。當IGBT正常導通時，⑧腳與①腳之間電壓較低，故VDZ中無電流流過， VT5基極沒有正向偏置，處于截止狀態，故障信號輸出引腳⑤、⑥之間無電流輸出。當過電流發生時，IGBT的飽和壓降隨著短路電流的增大而升高，當增大到超過某一設定值時，穩壓管VDZ反向導通，為VT5提供基極電流，VT5由截止轉為導通，故障輸出端有電流輸出。此時二極管VD導通，強行將VT2、VT3的基極電流減小，使VT2從飽和區退回到放大區，造成輸出正向驅動電壓下降，以實現軟關斷。另外，VT5導通時，產生正向脈沖信號經C2耦合到導通保持電路，由于C3的作用，可使VT4保持約30～45μs的導通狀態，保證了VT1在這段時間內可靠截止，不受輸入端信號的影響。如果在這段時間內，過電流故障撤銷，則二極管VD截止，正向驅動電壓恢復正常，IGBT照常工作。若在此段時間以后，過電流故障仍然存在，在輸入封鎖信號作用下，光耦合器VL中的晶體管截止，VT1導通，立即在IGBT柵極形成負偏電壓，關斷器件。同時，VT6導通，故障檢測電路不起作用。VT6起著一個邏輯電路的作用，即只在驅動器輸出正向電壓時才導通過電流檢測電路，其他情況下均使其無效，這樣能可靠地防止“假過電流”。

2.5.3 IGBT的保護

將IGBT用于變換器時，應采取保護措施以防損壞器件，常用的保護措施有：

（1）通過檢出的過電流信號切斷門極控制信號，實現過電流保護；

（2）利用緩沖電路抑制過電壓，并限制過量的du/dt；

（3）利用溫度傳感器檢測IGBT的殼溫，當超過允許溫度時主電路跳閘，實現過熱保護。

下面著重討論因短路而產生的過電流及其保護措施。

前已述及，IGBT由于寄生晶閘管的影響，當流過IGBT的電流過大時，會產生不可控的擎住效應。實際應用中應使IGBT的漏極電流不超過額定電流，以避免出現擎住現象。一旦主電路發生短路事故，IGBT由飽和導通區進入放大區，漏極電流ID并未大幅度增加，但此時漏極電壓很高，IGBT的功耗很大。短路電流能持續的時間t則由漏極功耗所決定。這段時間與漏極電源電壓UDD、門極電壓UGS及結溫Tj密切相關。圖2-93所示為允許短路時間t和電源電壓UDD的關系曲線。圖2-93（a）所示為測試電路和UGS、iD的波形，測試條件為：受試元件為50A/1000V的IGBT, RG為24Ω, Tj為25℃, UGS為15V。圖2-93（b）所示為允許短路時間與電源電壓的關系曲線，由圖可知，隨著電源電壓的增加，允許短路過電流時間t減小。在負載短路過程中，漏極電流iD也隨門極電壓+UGS的增加而增加，并使IGBT允許的短路時間縮短，允許短路時間與門極電壓的關系如圖2-94所示。圖中測試條件為：IGBT為2MBI50—060型模塊，UDD為400V, RG為50Ω, Tj為125℃, UGS為15V。由于允許的短路時間隨門極電壓的增加而減小，因此，在有短路過程的設備中，IGBT的+UGS應選用所必需的最小值。必須指出，在允許的短路時間內，IGBT工作在放大區，漏極電流波形與門極輸入電壓波形很相似。圖2-95所示為2MBI50—060型IGBT模塊的試驗電路和電壓、電流波形。測試條件為：UGS為20V, UDD為400V。圖2-95（a）為測試電路，圖2-95（b）為UGS與ID的波形，圖2-95（c）為UDS與ID的波形，漏極電壓在短時間內下降之后，很快恢復到電源電壓UDD的電平。如此高電壓與電流的乘積即為短路功耗，由此決定IGBT的允許短路時間。

對IGBT的過電流保護可采用漏極電壓的識別方法。如圖2-76所示在正常工作時IGBT的通態飽和電壓降Uon與漏極電流ID呈近似線性變化的關系，識別Uon的大小即可判斷IGBT漏極電流的大小。由圖可知，IGBT的結溫升高后，在大電流情況下通態飽和壓降增加，這種特性有利于過電流識別保護。圖2-96所示為過電流保護電路。漏極電壓與門極驅動信號相“與”后輸出過電流信號，將此過電流信號反饋至主控電路切斷門極信號，以保護IGBT不受損壞。具體應用中尚需注意以下兩個問題。

1．識別時間

從識別出過電流信號至切斷門極信號的這段時間必須小于IGBT允許短路過電流的時間。前已述及，IGBT對短路電流的承受能力與其飽和管壓降的大小和門極驅動電壓UGS的大小有很大關系。飽和壓降越大，短路承受能力越強；UGS越小，短路承受能力越強。對于飽和壓降為2～3V的IGBT，當UGS=15V時，其短路承受能力僅為5μs。為了有效保護IGBT，保護電路必須在2μs內動作，這樣短的反應時間往往使保護電路很難區分究竟是真短路還是“假短路”（如續流二極管反向恢復過程，其時間就在1～2μs之間），這就對整個系統的可靠性帶來不利的影響。為此，不僅應采取快速光耦合器件VL及快速傳送電路，而且有必要利用降低門極電壓以使IGBT承受短路能力增加這一特性。當UGS由15V降至10V時，其短路承受能力則由5μs增至15μs。這樣，保護電路動作就可以延時10μs。這時如果短路仍存在，則認為是真短路，完全關斷IGBT；如果短路消失，就是“假短路”，就把UGS由10V恢復到正常值15V，從而既可有效保護IGBT，又不誤動作。

2．保護時的關斷速度問題

由于IGBT過電流時電流幅值很大，加之IGBT關斷速度很快，如果按正常時的關斷速度，就會造成Ldi/dt過大形成很高的尖峰電壓，極易損壞IGBT和設備中的其他元器件，因此有必要讓IGBT在允許的短路時間內采取措施使IGBT進行“慢速關斷”。當檢測到真短路時，驅動電路在關斷IGBT時，必須讓門極電壓較慢地由15V下降，其原理如圖2-97（a）所示，圖中VT3平時是導通的，電阻R1不被引入；一旦需要慢速切斷，則VT3截止，IGBT輸入電容通過RG、R1放電，時間常數加大，放電速度降低。圖2-97（b）為常態快速切斷與過電流慢速切斷兩種情況下的漏極電流波形變化示意圖。

另一種過電流保護電路如圖2-98所示。當IGBT的漏極電流小于限流閾值時，比較器的同相端電位低于反相端電位，其輸出為低電平，MOSFET管VT3關斷。當驅動信號為高電平時，VT2導通，驅動信號使IGBT導通；當驅動信號由高電平變為低電平時，VT2的寄生二極管導通，驅動信號將IGBT關斷。這時IGBT僅受驅動信號控制。

當導通的IGBT的源極電流超過限流閾值時，電流經電流互感器T、二極管VD3在電阻R5上產生的壓降傳送到比較器的同相端，其電位將超過反相端電位，比較器輸出由低電平翻轉到高電平，VT1導通迅速泄放VT2的柵極電荷，VT2迅速關斷，關斷了驅動信號傳送到IGBT的門極；同時VT1驅動VT2迅速導通，將IGBT的門極電荷迅速泄放，使IGBT關斷；正反饋電阻R2使比較器在IGBT過電流被關斷后保持輸出高電平，以確保IGBT在本次開關周期內不再導通。當驅動信號由高電平變為低電平時，比較器輸出端隨之變為低電平，同相端電位下降并低于反相端電位，過電流保護電路復位，為下一個開關周期的正常運行和過電流保護做好準備。當驅動信號再次變為高電平時，經導通的VT2驅動IGBT導通，如IGBT的源極電流不超過限流閾值，則過電流保護電路不動作；如電流超過限流閾值，則過電流保護電路動作將IGBT再次關斷。這樣過電流保護電路實現了逐個脈沖電流限制。電流的限流閾值可通過調整電阻R5任意設置，由于采用了逐個脈沖電流限制，可將限流閾值設置在最大工作電流的1.1倍，這樣既可確保IGBT在任何負載狀態下（包括短路狀態）電流被限制在限流閾值內，又不影響電路正常工作，關斷應力被可靠地限制在很安全的區域，因此具有較高的可靠性。

前述專用驅動電路都有過電流保護的功能，如果沒有采用專用驅動電路，可利用美國IR公司推薦的IGBT故障電流限制電路，如圖2-99所示。電路中穩壓管VDZ用來產生理想鉗位電壓；二極管VD2截止斷態負門極偏置；MOSFET管VTF控制電路的工作狀態；電阻R1、R2、R3起分壓作用，調整各電阻值使時間常數為τ=[（RG+R1+R2）·R3/（RG+R1+R2+R3）]·Ciss, Ciss是MOSFET的輸入電容；快速二極管VD1是故障傳感元件，它的電壓定額與被保護的IGBT的電壓定額相同。當出現短路故障時，IGBT的漏極-源極之間出現電源電壓，IGBT退出低通態電壓方式，故障電流限制電路即可加以檢測。

在正常工作情況下，柵極驅動電壓加至IGBT的柵極-源極之間，使IGBT導通，整個導通過程的時間在100ns～2μs之間。最初柵極驅動電壓升到高電平，IGBT仍在斷態，二極管VD1反偏。柵極驅動信號開始以時間常數τ1決定的速率給VTF的柵極充電。調節時間常數在IGBT導通過程完成以前，使VTF柵極電壓仍然低于其閾值電壓。正常導通時UDS的拖尾朝低的電平變化。當UDS降到低于柵極信號電平時，二極管VD1正偏，A點電位開始隨UDS降低，當導通過程接近完成時，A點的電壓減小到幾伏。

如果IGBT在觸發后存在短路，二極管VD1仍然反偏，VTF的柵極電位繼續上升，直到VTF導通，IGBT門極信號被鉗位到低電平，其值主要由穩壓管UZ的穩壓值決定。通過鉗位柵極電壓到一個低電平，減小了故障電流的幅值，從而降低IGBT的功耗，延長了器件的短路承受時間。

利用緩沖電路抑制過電壓的接線方式如圖2-100所示。其中圖（a）適用于50A以下的小容量IGBT，圖（b）適用于200A以下中等容量的IGBT，圖（c）則適用于200A以上大容量IGBT。

IGBT的緩沖電路中，最普通的是放電阻止型緩沖電路，這種緩沖電路的參數計算如下：

緩沖電路電容（Cs）可由下式求得

式中 L——主回路雜散電感；

I0——IG B T關斷時的漏極電流；

UCEP——緩沖電容Cs的電壓穩態值；

Ed——直流電源電壓。

UC E P由RBSO A確定，必須注意電流不同時所引起的電壓差異。

緩沖電路電阻Rs的選擇是按希望IGBT在關斷信號到來之前，將緩沖電容所積累的電荷放凈?？捎上率焦浪?/p>

式中 f——開關頻率。

如果緩沖電路電阻過小，會使電流波動，IGBT導通時的漏極電流初始值將會增大，因此，在滿足式（2-17）的前提下，希望選取盡可能大的阻值，緩沖電阻上的功耗與其阻值無關，可由下式求出

式中 Ls——緩沖電路的電感。

2.5.4 IGBT模塊

1.IGBT模塊的主要參數

IGBT模塊的參數與IGBT單管的參數相同。一般情況下，IGBT模塊技術參數表格中給出的主要參數為選擇IGBT模塊時必須滿足的參數。

IGBT模塊的主要參數如下：

（1）額定集電極-發射極電壓UCER——在室溫下，IGBT所允許的最高集電極-發射極間電壓，一般為其擊穿電壓U（BR）CEO的60%～80%。

（2）集電極-發射極飽和電壓UCE（sat）——在室溫下，IGBT導通狀態下的飽和壓降。

（3）集電極通態電流IC——在室溫下，當IGBT導通時，集電極允許通過的最大電流的有效值稱為IGBT的額定電流，用ICE表示；而允許通過的峰值電流用ICM表示。在電流脈沖寬度為1μs時，ICM≈2ICE。

（4）集電極最大功耗PCM——在室溫下，IGBT集電極允許的最大功耗。

2.IGBT模塊結構原理電路

1）一單元IGBT模塊

最常用的一單元IGBT模塊電原理圖如圖2-101所示，三菱公司生產的部分一單元IGBT模塊的主要參數見表2-3。

2）二單元IGBT模塊

二單元IGBT模塊是由兩個一單元IGBT模塊組合而成的。二單元IGBT模塊有兩種封裝形式：一種是兩個一單元IGBT模塊組成橋臂，如圖2-102（a）所示。另一種是兩個一單元IGBT模塊獨立封裝在同一模塊內，在模塊外連接組成橋臂，如圖2-102（b）所示。兩個二單元IGBT模塊可以組成單相橋式電路。三個二單元IGBT模塊可以組成三相橋式電路。國內外廠家大批量生產圖2-102（a）所示的二單元IGBT模塊，表2-4僅給出德國西門康生產的（SemikronInternatinalDY.Fritz）部分產品的參數。

3）四單元IGBT模塊

四單元IGBT模塊主要用于單相橋式電路，其電原理圖如圖2-103所示。四單元IGBT模塊的主要參數見表2-5。

4）六單元IGBT模塊

六單元IGBT模塊的電原理圖如圖2-104所示。它主要用于三相電壓型橋式整流電路。國內外許多廠家生產六單元IGBT模塊，表2-6給出了EUPEC（EuropeanPowerSemiconductorand ElectronicsCompanyGmbH+co.KG）生產的部分六單元IGBT模塊的主要參數。