2.4 功率場效應晶體管

2.4.1 功率場效應晶體管結構與工作原理

1．基本結構與工作原理

功率場效應晶體管簡稱功率MOSFET。它是一種單極型的電壓控制器件，不但有自關斷能力，而且有驅動功率小、工作速度高、無二次擊穿問題、安全工作區寬等優點。

為了說明功率MOSFET的結構特點和工作原理，首先要說明場效應器件的基本結構和工作原理。圖2-45所示為N溝道MOSFET的結構示意圖。由于輸出電流是由柵極通過金屬（M）—氧化膜（O）—半導體（S）系統進行控制的，所以這種結構被稱做MOS結構。在MOSFET中，只有一種載流子（N溝道時是電子，P溝道時是空穴）從源極（S）出發至漏極（D）流出。

圖2-46所示為MOSFET的模擬結構，在柵極電壓為零（UGS=0）時，漏極與源極間的PN結狀態和普通二極管一樣為反向偏置狀態，此時即使在漏極-源極之間施加電壓也不會造成P區內載流子的移動，即器件保持關斷狀態。我們把這種正常關斷型的MOSFET稱為增強型，如圖2-46（a）所示。

如果在柵極G上加正向電壓（UGS＞0），就會在柵極下面的硅表面上出現耗盡區，接著就出現負電荷（電子），硅的表面從P型反型成N型，如圖2-46（b）所示。此時，電子從源極移動到漏極形成漏極電流ID，我們把導電的反型層稱做溝道。如果在柵極上加反向電壓（UGS＜0）時，則與上述情況相反，在柵極下面的硅表面上因感應而產生空穴，如圖2-46（c）所示，故沒有ID電流流過。

從圖2-45中可以看出，傳統的MOSFET結構是把源極、柵極、漏極都安裝在硅片的同一側面上，因而MOSFET中的電流是橫向流動的，電流容量不可能太大。要想獲得大功率，必須有很高的溝道寬長比（W/L），而溝道長度L受制版和光刻工藝的限制不可能做得很小，因而只好增加管芯面積，這是不經濟的甚至是難以實現的。因而，MOSFET器件始終停留在小功率范圍內，難以步入大功率應用領域。

根據載流子的性質，可將MOSFET器件分為N溝道和P溝道兩種類型。它們的圖形符號如圖2-47所示。圖中，箭頭表示載流子移動的方向。圖2-47（a）為N溝道MOSFET，電子流出源極；圖2-47（b）為P溝道MOSFET，空穴流出源極。

2．大功率VMOSFET

功率MOSFET主要可解決MOSFET器件大電流、高電壓的問題，以提高其功率。為此，采用GTR垂直導電結構，從而產生了VMOSFET。根據結構形式的不同，VMOSFET又分為VVMOSFET和VDMOSFET兩種基本類型。

1）VVMOSFET

VVMOSFET結構是美國雷達半導體公司在1975年首先提出的，其結構示意圖如圖2-48所示。它是在N+型高摻雜濃度的硅片襯底上外延生長N-型漂移區，在N-高阻漂移區內有選擇地擴散出P型溝道體區，再在P型溝道體區內有選擇地擴散N+源區，利用各向異性腐蝕技術刻蝕出V形槽，槽底貫穿過P型體區。在V形槽的槽壁處形成金屬-氧化物-半導體系統。N+型和N-型區共同組成器件的漏區，漏區與體區的交界面是漏區PN結，體區與源區的交界面是源區PN結。由于源區和體區總是被短路在一起由源極引線引出的，因此源區PN結是處于零偏置狀態，漏區PN結處于反向偏置狀態。當在柵極上加以適當的電壓時，由于表面電場效應就會在P型體區靠近V形槽壁的表面附近形成N型反型層，成為溝通源區和漏區的導電溝道。這樣，電流從N+區源極出發，經過溝道流到N-漂移區，然后垂直地流到漏極，首次改變了MOSFET電流沿表面水平方向流動的傳統概念，實現了垂直導電。這一從橫到縱、從水平到垂直的改變，是MOS功率器件的重大突破，這一突破為解決大電流技術難題奠定了基礎。從結構上說，由于漏極是安裝在硅片襯底上的，因此不僅充分利用了硅片面積而且實現了垂直傳導電流，可以獲得大的電流容量。在器件間設置的N-型漂移區不僅提高了耐壓還減小了柵電容。雙重擴散技術精確地控制了短溝道，從而使溝道電阻值降低。使VVMOSFET的工作頻率和開關速度大大提高。在芯片背面安裝漏極可以做到高度集成化。但是V形槽溝道的底部容易引起電場集中，故繼續提高耐壓能力有困難，為此又將槽底改為平的，稱這種結構為U形槽MOSFET。

2）VDMOSFET

垂直導電的雙擴散MOS結構稱為VDMOSFET。其典型結構如圖2-49所示。溝道部分是由同一擴散窗利用兩次擴散形成的P型體區和N+型源區的擴散深度差形成的，溝道長度可以精確控制。電流在溝道內沿著表面流動，然后垂直地被漏極吸收。由于漏極也是從硅片底部引出的，所以可以高度集成化。漏極-源極間施加電壓后，由于耗盡層的擴展，使柵極下的MOSFET部分幾乎保持一定的電壓，于是可使耐壓提高。在這種結構的基礎上， VDMOSFET在高集成度、高耐壓、低反饋電容和高速性能方面不斷改進提高，出現了如TMOS、HEXFET、SIPMOS、π-MOS等一大批結構各異的新器件。它們采用新的結構圖形，把成千上萬個單元MOSFET并聯連接，實現了大電流容量。

3）多元集成結構的影響

在功率MOSFET中的多元集成結構是有益的，可降低通態電阻，提高工作頻率，改善器件的性能。

由于漏極電流流過溝道時，在溝道電阻上產生的損耗和發熱限制了MOSFET通態電流值的提高，而多元集成結構不僅使每個MOSFET單元的溝道長度大為縮短，而且使所有MOSFET單元的溝道并聯在一起，因而溝道電阻大幅度減小。于是，在同樣的額定溫度下，器件的通態漏極電流可以提高，即提高了應用于大功率的能力。

本來在MOSFET器件中由于載流子在溝道中的渡越時間和柵極輸入電容的存在，限制了器件的工作頻率，但由于多單元集成結構使溝道長度大大縮短，載流子的渡越時間也大為減少。又因所有MOSFET單元的溝道都是并聯的，所以允許很多的載流子同時渡越，使器件的導通時間極短。大約可使漏極電流上升時間減少到納秒的數量級。

2.4.2 功率場效應晶體管的特性與參數

1．靜態特性與參數

靜態特性主要指功率MOSFET的輸出特性、飽和特性、轉移特性。與靜態特性相關的參數主要有通態電阻、開啟電壓、跨導、最大電壓額定值及最大電流額定值等。

1）輸出特性

在N溝道增強型VMOSFET器件中，當柵源電壓UGS為負值時，柵極下面的P型體區表面呈現空穴的堆積狀態，不可能出現反型層，無法溝通源區與漏區，即使柵源電壓為正但數值不夠大時柵極下面的P型體區表面呈現耗盡狀態，也不會出現反型層，同樣無法溝通源區與漏區。在這兩種狀態下，VMOSFET都處于截止狀態，即使加一漏極電壓UDS也沒有漏極電流ID出現。只有當柵源電壓UGS達到或超過強反型條件時，柵極下面的P型體區表面才會發生反型，形成N型表面層并把源區和漏區聯系起來，使VMOSFET進入導通狀態。柵源電壓UGS越大，反型層越厚，即溝道越寬，則漏極電流越大。可見，漏極電流ID受柵源電壓UGS的控制，以柵源電壓UGS為參變量反映漏極電流ID與漏極電壓UDS間關系的曲線簇稱為VMOSFET的輸出特性，如圖2-50所示。輸出特性分為三個區域，即可調電阻區Ⅰ、飽和區Ⅱ及雪崩區Ⅲ。

在可調電阻區Ⅰ，器件的電阻值是變化的，因為一定的柵壓對應一定的溝道，由于溝道已經形成，只要有很小的漏源電壓UDS，就可以流過一定的漏極電流ID。由于漏源電壓較小，對溝道的影響可以忽略不計，這樣溝道寬度和溝道電子的遷移率幾乎不變，所以ID與UDS幾乎呈線性關系。當UDS較大后，情況有所不同，一方面隨著UDS的增加，靠近漏區一端的溝道要逐漸變窄；另一方面，溝道電子將達到散射極限速度，不繼續增加。于是，盡管UDS繼續增加，但ID增加緩慢，使溝道的有效阻值逐漸增加，直至靠近漏區一端的溝道被夾斷，或溝道電子達到散射極限速度，才使溝道電子的運動擺脫了溝道電場的影響，開始進入飽和區Ⅱ。此后，漏極電流ID趨于穩定不變，即特性曲線趨于與橫軸平行。如果繼續增大漏源電壓，則當漏極PN結發生雪崩擊穿時，漏極電流突然增加，曲線再次轉折進入雪崩區Ⅲ，直至器件損壞。在應用中應避免出現這種情況。

與輸出特性密切相關的參數是通態電阻RDS（on）和漏極擊穿電壓UDS。這兩個參數將在后面進行介紹。

2）飽和特性

功率MOSFET的飽和特性如圖2-51所示。由于功率MOSFET的通態電阻較大，所以飽和壓降也大。這是因為，它不像GTR有超量存儲電荷，它是單極型器件，沒有載流子的存儲效應。為了降低通態電阻，在設計上要采取一些措施。

通態電阻RDS（on）是功率MOSFET的重要參數，它與輸出特性和飽和特性密切相關。通常規定，在確定的柵源電壓UGS下，功率MOSFET由可調電阻區進入飽和區時的直流電阻為通態電阻。它是影響最大輸出功率的重要參數。在開關電路中，它決定了信號輸出幅度和自身損耗，還直接影響器件的通態壓降。隨著器件結構的不同，RDS（on）的計算方法也不同。以美國Motolora公司的TMOS器件為例，其通態電阻RDS（on）由四部分組成：反型層溝道電阻rCH，柵漏積聚區電阻rACC, FET夾斷區電阻rjFET，輕摻雜漏極區電阻rD，如圖2-52所示。溝道電阻rCH隨溝道長度而增加，結的夾斷電阻rjEFT與外延區電阻率和電極寬度成正比，與溝道寬度成反比變化。為了提高器件的耐壓能力，要求外延區電阻率要高、漏區要厚，其結果是使rD增大，也使RDS（on）增大。可見對耐壓和RDS（on）的要求是互相矛盾的。RDS（on）隨溫度變化，近似呈線性關系，如圖2-53所示。圖中還表明器件電壓越高，RDS（on）隨溫度變化越顯著。在同樣溫度條件下，器件電壓越高其RDS（on）值越大。

3）轉移特性

轉移特性表示功率MOSFET的輸入柵源電壓UGS與輸出漏極電流ID之間的關系。圖2-54中實線為增強型功率MOSFET的轉移特性，虛線為耗盡型功率MOSFET的轉移特性。現已商品化的功率MOSFET中增強型占主流。轉移特性表示功率MOSFET的放大能力，與GTR中的電流增益β相同，由于功率MOSFET是電壓控制器件，因此用跨導這一參數來表示。跨導gm定義為

即表示轉移特性的斜率，單位為西門子（S）。

由于轉移特性的非線性，gm與UGS的關系曲線也是非線性的。圖2-55所示為Motolora公司生產的MTP8N10器件在小信號下跨導gm與柵壓UGS的關系曲線。測試條件為UGS=15V, TC=25℃。為提高gm，除應提高單位管芯面積的溝道寬長比（W/L）外，還應具有良好的工藝以保證電子的有效表面遷移率和使有效散射極限速度達到應有的水平。

轉移特性曲線與橫坐標線的交點即為開啟電壓UT，又稱閾值電壓。開啟電壓UT指溝道體區表面發生強反型所需的最低柵極電壓，即表示反型層生成的條件，其意義為柵壓UGS超過閾值電壓后連接漏區與源區的表面反型層已形成溝道。開啟電壓UT的大小與耗盡區內單位面積的空間電荷數量有關。在工業應用中，常將漏柵短接條件下ID=1mA時的柵極電壓定義為開啟電壓。開啟電壓UT還隨結溫Tj而變化，并且具有負的溫度系數，大約結溫每增高45℃開啟電壓UT下降10%，即溫度系數約為-6.7mV/℃。

4）靜態參數

除上面介紹的通態電阻RDS（on）、跨導gm和開啟電壓UT外，還有漏極擊穿電壓、柵源擊穿電壓和最大漏極電流等參數。

（1）漏極擊穿電壓UDS

UD S決定了功率M OSFET的最高工作電壓，限制了器件的電壓和功率處理能力，這是為了避免器件進入雪崩區而設的極限參數。UDS的大小取決于漏極PN結的雪崩擊穿機理和柵極對溝道、漏區反偏結耗盡層電場分布，以及器件各部分表面的電場分布效應等因素的影響。在選定工作電壓時，要依據器件的UDS并留有充分的裕量。由于UDS是N-型外延層電阻率和厚度的函數，而電阻率隨溫度不同而變化，所以UDS也隨溫度而變化，大約結溫每升高100℃，則UDS增加10%，結溫下降時，UDS也隨之而下降。

（2）柵源擊穿電壓UGS

二氧化硅的介電強度相當高，一般不會對柵源電壓的實際工作值構成限制，但是對于柵極氧化層極薄的器件則必須考慮會因柵源電壓過高而發生介電擊穿，在處于非工作狀態時因靜電感應引起的柵極上的電荷積累有可能構成對器件壽命的威脅。一般將柵源電壓的極限值定為±20V。

（3）最大漏極電流IDM

ID M表征功率M OSFET的電流容量，其大小主要受器件溝道寬度w的限制。

2．動態特性與參數

動態特性主要影響功率MOSFET的開關過程，它和GTR相似，開關過程也分為幾個階段，但是由于功率MOSFET是單極型器件，是依靠多數載流子傳導電流的，本身的電阻效應和渡越效應對開關過程的影響可以忽略不計，因此在開關工作的機理上又與GTR有較大的差別。功率MOSFET的開關速度高、開關時間很短，一般在納秒的數量級，典型值為20ns。功率MOSFET輸入電壓和輸出電壓對應的波形關系如圖2-56所示。

導通時間ton是從輸入信號ui波形上升到其幅值的10%的時刻開始到輸出信號uo波形下降到其幅值的90%的時刻為止所需的時間；關斷時間tof是從輸入信號波形下降到其幅值的90%的時刻開始到輸出信號波形上升到其幅值的10%的時刻為止所需的時間。導通時間ton與功率MOSFET的開啟電壓UT、柵源間電容CGS和柵漏間電容CGD有關，也受信號源的上升時間和內阻的影響。關斷時間tof則由功率MOSFET漏源間電容CDS和負載電阻RD來決定。

功率MOSFET的極間電容對開關過程有直接影響，其等效電路如圖2-57（a）所示。這些電容分為兩類：CGS、CGD是由MOS結構形成的，它們的大小決定于幾何形狀和絕緣層的厚度，其數值很穩定，幾乎不隨電壓和溫度變化。CDS則是由PN結形成的，其大小決定于溝道面積和有關結構的反偏寬度，它將會受到電壓和溫度變化的影響。在應用中常用輸入電容Ciss、輸出電容Coss和反饋電容Crss的概念，它們與功率MOSFET極間電容的關系可用下列公式表示：

這些電容與UDS的關系曲線如圖2-57（b）所示。

開關時間與器件的極間電容和寄生電感有關，它們之間的關系都是非線性的，因此開關時間明顯地與驅動源參數和漏極負載情況有關。測試條件不同，參數值也不同，因此要明確標出測試時的UDS、ID、驅動源內阻Z0、過驅動柵極電壓UGS的脈沖參數。功率MOSFET的開關速度幾乎不隨溫度變化，其動態損耗也不隨溫度變化，其開關速度僅與寄生電容的充、放電時間相對應。

導通時間ton可細分為延遲時間td和上升時間tr兩部分；關斷時間tof可細分為存儲時間ts和下降時間tf兩部分。在圖2-56中，輸入信號電壓上升10%到輸出信號下降10%之間的時間間隔為延遲時間td，它表示柵極輸入電壓出現后并沒有漏極電流流過，當UGS大于開啟電壓UT時才開始出現漏極電流ID，這一段過程所對應的時間即td。此后，ID迅速增大并達最大值，此時向器件電容充電直至輸出信號電壓達到其幅值的90%的這段時間稱為上升時間tr。當輸入信號減為零時（從其數值降為幅值的90%時刻算起），經過一段柵極電容的存儲時間ts，柵壓下降到一定數值ID離開功率M OSFET的飽和區并開始下降，輸出信號電壓變為其幅值的90%。注意，此處的存儲時間ts是指柵極電容的存儲作用，與GTR中超量存儲電荷的作用根本不同。因此也有人用關斷延遲時間td（of）這一概念，而不用ts。此后UGS繼續下降至小于UT時，漏極電流ID變為零，器件電容放電至輸出電壓幅值的10%為止，這一段時間稱為下降時間tf，至此關斷結束。功率MOSFET開關時間與漏極電流ID的關系曲線如圖2-58所示。

功率MOSFET的動態性能還受到漏源電壓變化速度的限制，即器件對du/dt的最大功耗允許范圍，過高的du/dt可能導致電路性能變差和引起器件損壞。

3．安全工作區

功率MOSFET沒有二次擊穿問題，具有非常寬的安全工作區，特別是在高電壓范圍內。但是，功率MOSFET的通態電阻RDS（on）比較大，所以在低壓部分不僅受最大電流的限制，還要受到自身功耗的限制。

1）正向偏置安全工作區（FBSOA）

正向偏置安全工作區如圖2-59所示。它是由四條邊界極限所包圍的區域。這四條邊界極限是：最大漏源電壓極限線Ⅰ、最大漏極電流極限線Ⅱ、漏源通態電阻線Ⅲ和最大功耗限制線Ⅳ。最大功耗的限制和GTR相同，是由器件的熱響應特性、最大允許結溫和最大熱阻抗聯合決定的，對應不同的工作時間有不同的最大功耗允許范圍，時間越短最大功耗允許范圍越寬。圖2-59中示出了四種情況：直流（DC）、脈寬10ms、脈寬1ms、脈寬10μs。和GTR安全工作區相比有兩點明顯的不同：一是功率MOSFET無二次擊穿問題，故不存在二次擊穿功率PS/B限制線；二是GTR飽和壓降很小，自身導通功耗很低，所以最大電流限制線一直延伸到縱坐標處，而功率MOSFET的通態電阻較大。自身導通功耗也較大，所以在低壓側不僅受最大漏極電流的限制，還要受到通態電阻RDS（on）的限制。

2）開關安全工作區（SSOA）

開關安全工作區表示器件工作的極限范圍，如圖2-60所示。它是由最大峰值電流IDM、最小漏極擊穿電壓UDS和最大結溫TjM決定的，超出該區域器件將要損壞。器件的導通與關斷時間均小于1μs。

3）轉換安全工作區（CSOA）

功率MOSFET的工作頻率高，經常處于轉換過程中，而前述的寄生晶體管又影響到轉換問題，為此定義了轉換安全工作區，主要限制反向恢復電荷的數值。影響轉換過程的因素很多，最后都歸結到反向恢復電荷這個問題上，它們的關系如圖2-61所示。圖中上面一排是與器件相關的參數，下面一排是與電路相關的參數，其中影響最明顯的是與電路有關的三個參數：轉換前二極管中的最大正向電流IFM，重復電壓UR（或漏源峰值電壓UDSP）和轉換速度。

4．溫度穩定性

表征功率MOSFET電流放大能力的跨導gm具有-0.2%℃-1的溫度系數，比GTR的電流放大系數β的溫度系數（約+0.8%℃-1）小得多。

MOSFET通態電阻RDS（on）的溫度系數約為（0.4%～0.8%）℃-1，在大功率變流裝置中，功率MOSFET并聯使用時，隨著電流增大，正溫度系數使各并聯器件的通態電阻增大，因而各并聯器件的電流分布趨向均衡。

當柵極開路時，漏極和源極間的擊穿電壓UDSS等于漏極和襯底之間PN結的反向擊穿電壓，擊穿后的伏安特性與一個PN結反向擊穿后的伏安特性相同，因為PN結反向特性是正溫度系數，所以UDSS隨溫度的升高而增大。

2.4.3 柵極的驅動與保護

1．柵極驅動特性

1）柵極驅動特性簡介

功率MOSFET為單極型器件，沒有少數載流子的存儲效應，輸入阻抗高。因而開關速度可以提高，驅動功率小，電路簡單。但是，功率MOSFET的極間電容較大，因而工作速度和驅動源的阻抗有關。和GTR相似，功率MOSFET的柵極驅動也需要考慮保護、隔離等問題。

驅動電路簡單這一特點可以通過圖2-62所示高壓變換器兩種輸出級的對比明顯看出。圖2-62（a）為由TMOS器件MTM2V90組成的輸出級，該器件的最大漏極電流為3.2A，脈沖電流為7A，開關安全工作區為7A、900V。該電路輸入阻抗高、開關速度快，且無二次擊穿問題，其驅動電路幾乎沒有什么部件。圖2-62（b）為由MJ8505型GTR組成的輸出級，該電路則需要推拉式復合驅動，盡管其反向偏置安全工作區僅為3A、900V或4.7A、800V，但增加了由左側的十幾個元件組成的驅動電路，為了提高開關速度，還需用鉗位電路。與圖2-62（a）相比，圖2.62（b）電路復雜得多。

功率MOSFET的極間電容較大，驅動功率MOSFET的柵極相當于驅動一個容性網絡，器件的寄生電容、驅動源阻抗都直接影響開關速度。如果與驅動電路配合不當，則難以發揮其優點。一般驅動電路的設計就是圍繞著如何充分發揮功率MOSFET的優點并使電路簡單、快速且具保護功能。理想的柵極驅動等效電路如圖2-63所示，圖中開關S1接通充電路徑，開關S2控制放電過程。不管等效電阻的大小和充電的速率如何。Ciss和UGS（on）的數值決定了導通期間傳輸的能量和關斷時間的損耗，也就是說，損耗在Ron上的能量和Ron的大小、柵極電流均無關系。

2）柵極驅動特性

盡管功率MOSFET柵源間靜態電阻極大，靜態時柵極驅動電流幾乎為零，但由于柵極輸入電容的存在，柵極在導通和關斷的動態驅動中仍需要一定的驅動電流。

（1）導通驅動特性

功率MOSFET的導通驅動特性的電路與電壓、電流波形如圖2-64所示。圖2-64（a）中信號源電壓uS是脈沖上升沿波形，rS是信號源內阻，該信號源可以提供一定的功率。功率MOSFET的負載是接在漏極上的電感L, VD為續流二極管，為器件截止時釋放負載L中的儲能提供通路，避免漏極承受過電壓。LSD和LSS分別是漏極和源極外引線電感，在導通和關斷過程中，分布電感的影響不可忽略。CGD和CGS分別是柵漏和漏源極間電容。

圖2-64（b）、（c）、（d）分別為柵極電壓uGS、漏極電流iD、漏源電壓uDS在導通過程中的波形。圖（b）中虛線代表信號源空載電壓uS的波形。這些波形都是在器件處于穩定開關循環中的一個部分。

設信號源電壓uS在t0時刻開始上升，此后可分為四個階段說明器件的導通過程。

①t0≤t≤t1階段。在此階段，信號源給功率MOSFET柵極輸入電容充電，柵極電壓逐漸上升，到t1時刻柵極電壓達到開啟電壓UT值，開始出現漏極電流。

②t1≤t≤t2階段。在此階段柵源電壓uGS＜uS，這是因為隨著漏極電流iD上升，引線電感LSS上的感應電動勢使源極電位升高，使uGS減小。另外，隨著漏極電流iD上升，引線電感LSS上的感應電動勢又使漏極電位下降，于是極間電容CGD上的初始電壓通過功率MOSFET、LSS和信號源放電，放電電流在信號源內阻rS上的壓降使柵源間電壓uGS減小。這一段時間間隔大約在1μs左右。負載電感L在t0之前通過續流二極管VD放電，到t1時刻功率MOSFET雖已開始導電，但續流二極管尚未恢復關斷，即t1～t2期間漏極電流反向流過續流二極管VD，隨著柵源電壓UGS上升，反向通過續流二極管的漏極電流一直上升到續流管恢復電流的峰值IM。

在t1～t2階段，由于續流二極管中有恢復電流流過，負載L被旁路，所以功率MOSFET的漏極負載阻抗很低，器件處于恒流區內，負載壓降很小，器件壓降較高，故漏源電壓uDS的波形只是隨著iD上升而略有減小，如圖2-64（d）所示。

③t2≤t≤t3階段。從t2時刻開始，續流二極管VD的恢復電流迅速減小，并恢復反向關斷，漏極電流從續流二極管VD轉移到負載電感L。由于負載阻抗增大，漏源電壓迅速減小，到t3時刻，器件進入飽和。t2～t3時間間隔通常為數十納秒。在這么短暫的時間內，漏極電位急劇降低，將會激發極間電容CGD通過元件LSS和信號源而形成衰減振蕩過程。工作電源電壓UE越高，初始振蕩幅度就越大，見圖2-64（b）。漏極電流也有相應的振蕩過程，見圖2-64（c）。

④t＞t3階段。t＞t3之后，器件已經飽和，若忽略電阻因素，則漏極回路中只有直流電源UE和電感L、LSS和LSD，因此t3時刻之后，漏極電流iD線性上升，見圖2-64（c）。

從t0至t2時刻，是功率MOSFET的導通時間，顯然，此導通時間不完全決定于器件本身，而與外電路參數有關，尤其與信號源內阻rS有關。rS減小，可使柵極輸入電容充電至開啟電壓UT的時間和電容CGD的放電時間都縮短，即導通時間縮短。

（2）關斷驅動特性

在功率MOSFET的關斷過程中，柵源電壓uGS、漏極電流iD和漏源電壓uDS的波形如圖2-65所示。

圖2-65（a）中虛線所示是關斷時信號源電壓uS的波形，可以分為三個階段說明圖2-64（a）電路的關斷過程。

①t0≤t≤t1階段。信號源電壓uS從t0開始下降，柵源極間電容CGS和柵漏極間電容CGD在導通驅動最后階段被信號源所充的電壓，現在要通過信號源釋放，放電時間常數（CGS+CGD）rS 使柵源電壓uGS的下降速率比uS 緩慢，如圖2-65（b）所示。在此階段，器件的飽和深度逐漸衰退，但尚未退出飽和，所以漏極電流iD波形仍然保持線性上升。到t1時刻，柵源電壓uGS減小到uGS=uDS+UT時，器件的導電溝道處于預關斷狀態。t1時刻之后溝道關斷區加長，器件進入放大狀態。

②t1≤t≤t2階段。t1之后因功率MOSFET已退出飽和區進入恒流區，故漏極電流iD的上升速率逐漸減小，直至t2時刻，diD/dt=0。漏源電壓uDS也從t1開始逐漸升高，見圖2-65（c）。至t2時刻，uDS=UE。

由于漏極電位升高，極間電容CGD將通過信號源被充電，充電電流在信號源內阻rS上的壓降使柵源電壓緩慢下降，波形見圖2-65（a）。

③t2≤t≤t3階段。在t2時刻漏極電位上升到與電源相同，負載電感L上的感應電動勢為零。t2之后，負載電感L、LSS和LSD將釋放儲能，L通過續流二極管VD釋放能量；LSS和LSD釋放儲能時產生的感應電動勢使漏源電壓uDS＞UE，見圖2-65（c）。因引線電感LSS和LSD都很小，儲能釋放極快，故漏源電壓迅速回復到UE, t2～t3時間極短。在此期間，漏極電流iD也迅速下降到零。應注意增設緩沖電路或限幅電路，抑制uDS過電壓，防止功率MOSFET被擊穿。

在此階段，uDS的尖峰過電壓也會通過柵漏極間電容CGD耦合到柵極。但因柵源極間電容CGS比CGD大得多，所以在柵源電壓uGS上不會出現相等的尖峰電壓。柵源極間電容在此期間可以通過信號源放電，至t3時，uGS=0。

上述關斷過程說明，在關斷的三個階段中，信號源都有灌入電流流過，也就是說功率MOSFET關斷控制時柵極需要負的驅動功率。

2．柵極驅動電路

不同功率的功率MOSFET有不同的極間電容量，功率越大，極間電容也越大，在導通和關斷驅動中所需的驅動電流也越大。可以作粗略的計算來確定柵極驅動電流值，選取適當的驅動元器件。

根據已知被驅動的功率MOSFET的型號，可查得器件的柵源極間電容CGS和柵漏極間電容CGD。在導通驅動時，預計在ts時間內近似線性地將柵極輸入電容Ci充電至器件飽和導通所需的柵源電壓uGS，則導通驅動電流為

式中，Ci=CGS+CGD為器件生產廠推薦的一種工程近似計算方法。該式是選取導通驅動元件的主要依據。

設功率MOSFET截止時漏極電壓為uDS，預計器件在ts′時間內柵漏極間電容CGD放電完畢，則關斷驅動電流為

該式是選取關斷驅動元件的主要依據。

柵極驅動電路的形式各種各樣，按驅動電路與柵極的連接方式可分為兩類：直接驅動和隔離驅動。

1）直接驅動的基本形式

（1）TTL驅動電路

圖2-66（a）為最簡單的TTL驅動電路，它能輸出導通驅動電流IG（on）和吸取關斷電流IG（o f）。圖中TTL電路可以是驅動器、緩沖器或其他邏輯電路。這種集電極的驅動器末級是單管輸出，受其灌電流的限制外接電阻R都在數百歐姆。用這種驅動器驅動功率MOSFET導通時，因R阻值較大，器件的導通時間較長。

圖2-66（b）為能快速導通的改進電路，它減小了TTL上的功耗。當TTL輸出管導通時，功率MOSFET的輸入電容被短路至地，這時吸收電流的能力受該導通管的β值和它可能得到的基極電流的限制。而TTL輸出為高電平時，柵極通過附加的晶體管VT獲得電壓及電流，充電能力提高，因而導通速度加快。

（2）互補輸出驅動

圖2-67（a）為由晶體管組成的互補輸出驅動電路，采用這種電路不但可提高導通時的速度，而且也可提高關斷時的速度。在這種電路中輸出晶體管VT是作為射極跟隨器工作的，不會出現飽和狀態，因而不影響功率MOSFET的開關頻率。

圖2-67（b）為由MOS管組成的互補輸出驅動電路，由于采用了-UE電源，在關斷驅動時，可加速柵極輸入電容的放電，縮短關斷時間。

（3）CMOS驅動電路

直接用CMOS器件也可以驅動功率MOSFET，而且它們可以共用一組電源。柵極電壓在小于10V時，MOSFET將處于電阻區，不需要外接電阻，電路更簡單。不過開關速度低且驅動功率要受電流源和CMOS器件吸收電容量的限制。

2）隔離驅動電路

隔離式柵極驅動電路根據隔離元件的不同可分為電磁隔離和光電隔離兩種。

脈沖變壓器是典型的電磁隔離元件，圖2-68示出了幾種脈沖變壓器驅動的形式。圖2-68（a）利用續流二極管VD限制了驅動晶體管VT中出現的過電壓，關斷時間較長。圖2-68（b）示出的電路，在續流二極管VD支路中串接一只穩壓管VDS，當VT關斷時起鉗位作用，從而縮短了關斷時間。圖2-68（c）所示電路是在柵極電阻上并聯了加速二極管VDS，使充電電流經過它向輸入電容充電，增大了充電電流，加快了導通速度。圖2-68（d）是用互補形式驅動功率MOSFET的柵極，由于關斷時利用二次繞組N2形成的反向電壓，因此明顯地降低了關斷過程的時間延遲。

采用光耦合器的隔離驅動電路如圖2-69所示。圖2-69（a）為標準的光耦合電路，光耦合器將控制信號回路與驅動回路隔離，使輸出級等效電阻值減小，從而解決了柵極驅動源低阻抗的問題，但由于光耦合器響應速度慢，因此使開關延遲時間加長，限制了使用頻率。圖2-69（b）為改進的光耦合電路，此電路使阻抗進一步降低，因而使柵極驅動的關斷延遲時間進一步縮短，延遲時間的數量級仍為微秒級。

3．并聯應用

功率MOSFET不會因電流集中引起器件損壞，這是它的突出優點。因為功率MOSFET的轉移特性具有負的溫度系數，當某一部分的漏極電流增加時，由于歐姆損耗增大會引起該區域的溫度升高，結溫增加漏極電流又降下來，這種特性消除了因電流集中出現局部熱點的可能性。在并聯應用以擴大電流容量時可以利用這一特性使電流均衡。由于并聯連接的各器件的通態電阻RDS（on）不匹配，流過的電流按各自的通態電阻值成反比例分配，在通態電阻RDS（on）最小的器件中流過最大的電流，造成了靜態漏極電流的不均衡。但電流較大的器件結溫升高，通態電阻增大又使電流降下來，這樣自動調節補償使電流分配趨于均衡。因此靜態電流均衡的問題不大。

功率MOSFET在并聯應用中的關鍵問題是要做好電流的動態均衡分配。所謂動態電流不僅指導通和關斷期間的電流，還指窄脈沖和占空比小的峰值電流。影響動態電流均衡的因素主要是：跨導gm、開啟電壓UT、通態電阻RDS（on）和開關速度。因此在使用中首先應使并聯器件的參數分散性盡可能小，特別是轉移特性最好一致，因為這樣跨導gm和開啟電壓UT就是相同的，它們的柵源電壓同時變化，保證器件開關通過線性區時不會有局部電流不平衡而過載。但是，要尋求參數完全相同的器件是很困難的，實際上只要在選取與匹配參數時考慮在電流分配不均的情況下負擔最重的器件保證在安全工作區之內就行。電路結構不同，對動態均流的影響也不同，若為感性負載，將會造成十分明顯的影響，選配器件時必須考慮這一因素。由于功率MOSFET的寄生電容較大，工作頻率又高，引線及各種寄生電感極易造成寄生振蕩，必須采取措施加以消除。

可見功率MOSFET雖然適于并聯應用，但并非簡單并聯就可奏效。在實際應用中常采用下述措施來獲得較為滿意的并聯效果：

（1）并聯功率MOSFET的各柵極分別用電阻分開，柵極驅動電路的輸出阻抗應小于串入的電阻值。例如，當ID為5～40A時，可用10～100Ω的電阻。

（2）在每個柵極引線上設置鐵氧體磁珠，即在導線上套一個小磁環形成有損耗阻尼環節。

（3）必要時在各個器件的漏柵之間接入數百皮法的小電容，以改變耦合電壓的相位關系。

（4）在源極接入適當的電感。

（5）精心布局，盡量做到器件完全對稱、連線長度相同且減短、加粗和使用多股絞線。

4．使用中的保護措施

功率MOSFET的薄弱之處是柵極絕緣層易被擊穿損壞，柵源間電壓不得超過±20V。一般認為絕緣柵場效應管易受各種靜電感應而擊穿柵極絕緣層，實際上這種損壞的可能性還與器件的大小有關，管芯尺寸大，柵極輸入電容也大，受靜電電荷充電而使柵源間電壓超過±20V而擊穿的可能性相對小些。此外，柵極輸入電容可能經受多次靜電電荷充電，電荷積累使柵極電壓超過±20V而擊穿的可能性也是實際存在的。

為此，在使用時必須注意如下保護措施。

1）防止靜電擊穿

功率MOSFET的最大優點是具有極高的輸入阻抗，因此在靜電較強的場合難于泄放電荷，容易引起靜電擊穿。靜電擊穿有兩種形式：一是電壓型即柵極的薄氧化層發生擊穿形成針孔，使柵極和源極間短路，或者使柵極和漏極間短路；二是功率型即金屬化薄膜鋁條被熔斷，造成柵極開路或是源極開路。

防止靜電擊穿應注意：

（1）在測試和接入電路之前器件應存放在靜電包裝袋、導電材料或金屬容器中，不能放在塑料盒或塑料袋中。取用時應拿管殼部分而不是引線部分。工作人員需通過腕帶良好接地。

（2）將器件接入電路時，工作臺和電烙鐵都必須良好接地，焊接時電烙鐵應斷電。

（3）在測試器件時，測量儀器和工作臺都必須良好接地。器件的三個電極未全部接入測試儀器或電路前不要施加電壓。改換測試范圍時，電壓和電流都必須先恢復到零。

（4）注意柵極電壓不要過限。

2）防止偶然性振蕩損壞器件

功率MOSFET與測試儀器、接插盒等的輸入電容、輸入電阻匹配不當時可能出現偶然性振蕩，造成器件損壞。因此在用圖示儀等儀器測試時，在器件的柵極端子處外接10kΩ串聯電阻，也可在柵極-源極之間外接大約0.5μF的電容器。

3）防止過電壓

首先是柵源間的過電壓保護。如果柵源間的阻抗過高，則漏源間電壓的突變會通過極間電容耦合到柵極而產生相當高的UGS電壓過沖，這一電壓會引起柵極氧化層永久性損壞，如果是正方向的UGS瞬態電壓還會導致器件的誤導通。為此要適當降低柵極驅動電路的阻抗，在柵極-源極之間并接阻尼電阻或并接約20V的穩壓管。特別要防止柵極開路工作。

其次是漏源間的過電壓防護。如果電路中有電感性負載，則當器件關斷時，漏極電流的突變（di/dt）會產生比電源電壓還高得多的漏極電壓過沖，導致器件的損壞。應采取穩壓管鉗位，二極管-RC鉗位或RC抑制電路等保護措施。

4）防止過電流

若干負載的接入或切斷均可能產生很高的沖擊電流，以至超過IDM極限值，此時必須用電流傳感器和控制電路使元器件回路迅速斷開。在脈沖電路應用中不僅要保證峰值電流IPK不超過最大額定值IDM，而且還要保證其有效值電流-也不超過最大額定值IDM，其中D為占空比。

性能指標中給出的連續電流的最大額定值并不表示實際系統中器件能安全工作的連續電流，因為功率MOSFET還要考慮導通電阻功耗的限制。使用中應根據導通電阻并結合器件的結-殼熱阻來正確選用電流容量。

5）消除寄生晶體管和二極管的影響

由于功率MOSFET內部構成寄生晶體管和二極管，通常，若短接該寄生晶體管的基極和發射極就會造成二次擊穿。另外寄生二極管的恢復時間為150ns，而當耐壓為450V時恢復時間為500～1000ns。因此，在橋式開關電路中功率MOSFET應外接快速恢復并聯二極管，以避免發生橋臂直通短路。

2.4.4 VMOSFET模塊

1.VMOSFET模塊電原理圖

VMOSFET模塊分一單元、二單元、四單元、六單元幾種。

一單元VMOSFET模塊的電原理圖如圖2-70所示，與普通VMOSFET單管相比較，多了一只反并聯二極管。有的普通VMOSFET管中裝有反并聯二極管，這樣兩者完全相同。

二單元VMOSFET模塊是由兩個一單元VMOSFET模塊組合而成的。二單元VMOSFET模塊有兩種封裝形式：一種是兩個一單元VMOSFET模 塊 組 成 橋 臂，如圖2-71（a）、（b）、（c）所示；另一種是兩個一單元VMOSFET模塊獨立封裝在同一模塊內，在模塊外連接組成橋臂，如圖2-71（d）、（e）、（f）所示。

四單元VMOSFET模塊的電原理圖如圖2-72所示。它的主要用處是組成單相橋式電路。

六單元VMOSFET模塊主要用于三相橋式電路。它的電原理圖如圖2-73所示。

2.VMOSFET模塊的主要參數

（1）漏極-源極反向擊穿電壓U（BR）DS（或UDSS）——在柵極-源極電壓UGS=0V、漏極-源極之間的反向漏電流達到某一規定值（一般選定10μA）時，漏極-源極電壓稱為反向擊穿電壓。平時所說的耐壓U（BR）DSS（也稱斷態重復峰值電壓或額定電壓）規定為U（BR）DS的80%。

（2）漏極-源極電流IDS（或漏極電流ID）——在漏極-源極電壓UDS和柵極-源極電壓UGS為規定值時，VMOS管漏極-源極間流過的電流。

額定漏極-源極電流IDSN（或額定漏極電流IDN）——VMOS管允許通過的最大有效值電流。

漏極-源極脈沖電流峰值IDSM（或漏極脈沖電流峰值IDM）——VMOS管允許通過的最高脈沖電流的幅值。

一般情況下，IDSM為IDSN的2～4倍。但在生產廠家產品說明書中給出的IDSN（或IDSM）是對應于結溫Tj=25℃的數據，顯然這與實際應用的情況不相符。

（3）柵極-源極通態電阻RDS（on））——在一定的柵極-源極電壓下，VMOS管由恒阻區進入恒流區的直流電阻。RDS（on）的大小決定了VMOS管通態壓降UF和輸出功率PD的大小。RD S（on）越小，UF越低，輸出功率PD越大。

（4）額定輸出功率PDN——在額定結溫TjM（有時規定在額定管殼溫度TCN）下，VMOS管能夠承受的發熱功率。