2.3 功率晶體管

2.3.1 功率晶體管的結構

功率晶體管是一種雙極型大功率高反壓晶體管，因為其功率甚大所以又稱做巨型晶體管，簡稱GTR。GTR是由三層半導體材料兩個PN結組成的，三層半導體材料的結構形式可以是PNP，也可以是NPN。大多數雙極型功率晶體管是在重摻雜的N+硅襯底上，用外延生長法在N+上生長一層N漂移層，然后在漂移層上擴散P基區，接著擴散N+發射區，因此稱為三重擴散。基極與發射極在一個平面上做成叉指形以減小電流集中和提高器件電流處理能力。NPN三重擴散臺面型GTR的結構剖面示意圖如圖2-21（a）所示，圖中摻雜濃度高的N+區稱為GTR的發射區，其作用是向基區注入載流子。基區是一個厚度為幾微米至幾十微米之間的P型半導體薄層，它的任務是傳送和控制載流子。集電區N+是收集載流子的，常在集電區中設置輕摻雜的N-區以提高器件的耐壓能力。不同類型半導體區的交界處則形成PN結，發射區與基區交界處的PN結J1稱為發射結；集電區與基區交界處的PN結J2稱為集電結。兩個PN結J1和J2通過很薄的基區聯系起來，為了使發射區向基區注入電子，就要在發射結上加正向偏置電壓UEE（簡稱正偏電壓），要保證注入到基區的電子能夠經過基區后傳輸到集電區，就必須在集電結上施加反向偏置電壓UCC（簡稱反偏電壓），如圖2-21（b）所示。

功率晶體管大多做功率開關使用，對它的要求主要是有足夠的容量（高電壓、大電流）、適當的增益、較高的工作速度和較低的功率損耗等。由于功率晶體管的功率損耗大、工作電流大，因此必須注意其工作時出現的基區大注入效應、基區擴展效應和發射極電流集邊效應等問題。

基區大注入效應是指基區中的少數載流子濃度達到或超過摻雜濃度時器件的注入效率降低，少數載流子擴散系數變大，體內少數載流子壽命下降，以致嚴重影響GTR的電流增益的現象。

基區擴展效應是指在大電流條件下有效基區變寬的效應。器件在小電流狀態工作時的集電結寬度主要由基區摻雜濃度決定，因此其增益β值是固定的；但在大電流條件下，由于基區中少數載流子大量增加造成集電結寬度收縮，因而使有效基區變寬。基區的擴展導致注入效率降低，增益β下降、特征頻率減小。

發射極電流集邊效應也稱基極電阻自偏壓效應，是由于在大電流條件下基區的橫向壓降使發射極電流分配不均勻所造成的。在這種情況下，電流的分布較多地集中在靠近基極的發射極周邊上，引起電流的局部集中而導致局部過熱。

為了減小三種物理效應的影響，必須在結構上采取適當措施以保證適合大功率應用的需要。目前常用的GTR器件有單管、達林頓管和模塊三大系列。

1．單管GTR

NPN三重擴散臺面型結構是單管GTR的典型結構，這種結構可靠性高，能改善器件的二次擊穿特性，易于提高耐壓能力，并且易于耗散內部熱量。GTR是用基極電流控制集電極電流的電流型控制器件，N漂移層的電阻率和厚度決定器件的關斷能力，電阻率高厚度大則可使關斷能力提高，但卻導致導通飽和電阻的增大和電流增益的降低。一般單管GTR的電流增益都很低，約10～20。

2．達林頓管GTR

電流增益低將給驅動電路造成負擔，達林頓結構是提高電流增益的一種有效方式。達林頓結構由兩個晶體管或多個晶體管復合而成，可以是PNP型也可以是NPN型，其性質由驅動管來決定。圖2-22（a）為兩個NPN管組成的達林頓管GTR，當然其性質是NPN型；圖2-22（b）為由PNP型晶體管和NPN型晶體管組成的達林頓管GTR，其性質為PNP型。圖中的VT1為驅動管，VT2為輸出管。達林頓管GTR的共射極電流增益β值大大提高，但飽和壓降UCES也較高且關斷速度較慢。圖2-22（c）為實用的達林頓連接方式。由圖可見驅動管VT1的發射極電流IC1等于輸出管VT2的基極電流IB2，因此有下述關系：

式中，β≈β1β2。式（2-1）意味著晶體管VT1、VT2已復合，等效為一個電流增益為β的晶體管，復合管的集電極電流IC=IC1+IC2，基極電流IB=IB1，發射極電流IE≈（1+β）IB1。達林頓GTR的電流增益可為幾十倍至幾千倍。

達林頓連接方式雖然提高了電流增益，但飽和壓降卻增加了。由于驅動管VT1的集電極和發射極分別與輸出管VT2的集電極和基極連接，而VT1的集電極電位又永遠高于它的發射極電位，因此VT2的集電結永遠不會處于正向偏置狀態。也就是說，達林頓GTR中驅動管VT1可以飽和，而輸出管VT2卻永遠不會飽和，因而其飽和壓降UCE較高，增加了導通損耗。達林頓管GTR的飽和管壓降可表示為

圖2-22中的電阻R1和R2提供反向漏電流通路，提高復合管的溫度穩定性。

達林頓管GTR的開關速度慢，主要是因為無論是導通或是關斷時總是先要驅動管工作，然后才是輸出管工作，因此開關時間長。為了加快VT2的開關速度，必須使VT2與VT1同時動作。為此加入了圖2-22中所示的二極管VD1，當輸入信號反向關斷晶體管時，輸入反向驅動信號經VD1也加到VT2基極，VD1為反向IB2提供了通路，加速了VT2的關斷過程。

3.GTR模塊

目前作為大功率開關應用最多的還是GTR模塊，它將GTR管芯、穩定電阻R1、R2，加速二極管VD1及續流二極管VD2等組裝成一個單元，然后根據不同用途將幾個單元電路組裝在一個外殼之內構成模塊。將上述單元電路集成制作在同一硅片上，大大提高了器件的集成度，使其小型化、輕量化，性/價比大大提高。圖2-23所示為由兩個三級達林頓管GTR及其輔助元器件構成的單臂橋式電路模塊的等效電路。為了便于改善器件的開關過程和并聯使用，中間級晶體管的基極均有引線引出，如圖中BC11、BC12等端子。目前生產的GTR模塊可將多達6個互相絕緣的單元電路做在同一模塊內，可很方便地組成三相橋。

2.3.2 特性與參數

1．靜態特性與參數

1）共射極電路的輸出特性

共射極電路的輸出特性是指集電結的電壓—電流特性，如圖2-24所示。圖中，將GTR的工作狀態劃分為4個明顯不同的區域：關斷區、線性區、準飽和區和深飽和區。關斷區又稱為截止區，其特征類似于開關處于斷態的情況。該區對應于基極電流IB為零的條件，GTR承受高電壓而僅有極小的漏電流存在。在這一區域，發射結和集電結均處于反向偏置狀態。線性區又稱放大區。晶體管工作在這一區域時，集電極電流與基極電流呈線性關系，特性曲線近似平直。該區的特點是集電結仍處于反向偏置而發射結為正向偏置狀態。對工作于開關狀態的GTR來說，應當盡量避免工作于線性區，否則功耗將會很大。深飽和區的特征類似于開關處于導通時的情況，在這一區域中，基極電流變化時，集電極電流不再隨之變化，電流增益與導通電壓均很小。工作于這一區域的GTR，其發射結和集電結均處于正向偏置狀態。準飽和區是指線性區與深飽和區之間的一段區域，即特性曲線明顯彎曲的部分。在此區域中，隨著基極電流的增加，開始出現基區寬度調制效應，電流增益開始下降，集電極電流與基極電流之間不再呈線性關系，但仍保持著集電結反向偏置、發射結正向偏置的特點。

2）飽和壓降特性

處于深飽和區的GTR集電極電壓被稱做飽和壓降，用UCES表示。此時的基射極電壓稱做基極正向壓降，用UBES表示。本來它們是GTR輸出特性和輸入特性的一個局部，但在大功率應用中變成了兩項重要指標，因為它們直接關系到器件的導通功率損耗，有必要較詳細地分析討論。工作于深飽和區的GTR等效電路如圖2-25所示。圖中，UC、UE分別表示飽和狀態時集電結和發射結上的壓降。這兩個PN結均為正向偏置狀態。rB表示基區橫向電阻，rCS和rES分別表示集電區和發射區的等效體電阻。按照等效電路的關系可得以下關系式

一般情況下，由于發射區摻雜濃度極高，rES可以忽略。

圖2-26所示為Marconi公司生產的TC35—400型50A GTR的典型飽和壓降特性曲線，該器件的直流電流增益β=5。由圖可以看出，飽和壓降UCES隨著集電極電流增加而增加；在IC不變的情況下，UCES則隨殼溫的增加而增加，圖中TC為管殼溫度。

圖2-27所示為同一器件的基極正向壓降特性曲線，由圖可以看出，基極正向壓降UBES也是隨集電極電流的增加而增加，由于UBES是由UE和IBrB兩項組成的，其中UE是負溫度系數而rB是正溫度系數，所以UBES與溫度的關系要復雜一些。在小電流情況下UE起主導作用，溫度增加UBES減小；在大電流情況下IBrB起主要作用，因此溫度增加UBES亦隨之增加。表現在圖2-27中則是對應兩種不同溫度下的基極正向壓降特性曲線有交點，在交點的左側為小電流條件，溫度高時UBES較低；在交點的右側為大電流條件，溫度高時UBES則較高。

達林頓結構的GTR不可能進入深飽和區，因而飽和壓降大。

3）共射極電流增益β

共射極電流增益β是指共射極電路中GTR集電極電流IC與基極電流IB的比值，它表示GTR的電流放大能力。圖2-28所示為在不同殼溫和不同集電極通態電壓時共射極電流增益β與集電極電流IC的關系曲線。圖2-28（a）中曲線βF的下角字符F表示器件為正向接法，如圖2-28（b）所示；圖2-28（a）中的下角字符R表示器件為反向接法，其電路如圖2-28（c）所示。曲線的測試條件為：管殼溫度TC為25℃, UC E為2 V 曲線的測試條件是：TC為25℃, UC E為400V 曲線的測試條件是：TC=125℃, UCE為2V; βR曲線的測試條件是：TC=25℃, UCE為-2V。圖2-28中各曲線說明GTR的共射極電流增益β并不是一個固定的常數，它隨管殼溫度TC和集電極電流IC的變化而變化。

綜合三條曲線的變化規律可以看出，對正向偏置情況，在小電流條件下，β隨集電極電流IC減小而減小，這是因為此時發射結空間電荷區的復合電流在發射極電流中占的比例較大，從而使注入效率減小的緣故。隨著IC的增加，復合電流的影響減弱，注入效率提高，β則隨之增大。當復合電流的影響可以忽略時，增益值可達其最大值βmax。以后當IC很大時，由于基區大注入效應和基區擴展效應的影響使β值迅速減小。

比較曲線和可以看出，在管殼溫度TC和集電極電流IC相同的條件下，正向電流增益βF隨集電極電壓UCE的增加而增加。這是因為集射極電壓的增加相當于增大了集電結的反向偏置電壓，使集電結變厚，基區寬度擴展效應削弱，并提高了GTR的電流傳輸能力，因而使β值隨集電極電壓的增加而增加。

比較曲線和3可以看出，在中間電流范圍內，β值隨溫度的增加而增加；在大電流情況下，β值將隨溫度的增加而減小。

GTR在反向接法時，由于把原來的集電區作為發射區使用，其摻雜濃度低，注入能力很小，因此反向電流增益βR很小。

4）最大額定值

最大額定值是指允許施加于GTR上的電壓、電流、耗散功率及結溫等的極限數值。它們是由GTR的材料性能、結構方式、制造工藝等因素所決定的，在使用中絕對不能超越這些參數極限。

（1）最高集電極電壓額定值

最高集電極電壓額定值是指集電極的擊穿電壓值，它不僅因器件的不同而不同，即使是同一器件，也會由于基極電路條件的不同而不同。圖2-29所示為GTR在不同接線方式下的最高集電極電壓額定值，包括UCBO、UCEO、UCES、UCER和UCEX。圖2-29（a）為發射結開路時集電結承受電壓的情況，圖2-29（b）為發射結開路時集射極間加電壓的情況，圖2-29（c）為發射結短路條件下集射極間加電壓的情況，圖2-29（d）為發射結間有外接電阻的情況，圖2-29（e）則為發射結接有反向偏壓的情況。圖2-29（f）畫出了上述五種接線方式下各自相應的伏安特性曲線，分別用B、E、S、R、X表示，相應的擊穿電壓用UCBO、UCEO、UCES、UCER和UCEX表示。圖中的Ua和Ub則表示IB=0和IE=0情況下對應電流失控時的電壓值。一般情況下

Ub＞UCEX＞UCES＞UCER＞Ua

此外，還有發射極電壓最大額定值，它是指在集電極開路條件下發射結允許的最高反向偏置電壓值，用UEBO表示。由于發射區摻雜濃度很高，具有很高的注入效率，所以UEBO通常只有幾伏，典型值為8V。

為防止器件在使用時因電壓超過極限值而損壞，除適當選用管型外，還需增設若干過電壓保護措施，以確保工作安全。

（2）最大電流額定值

在大電流條件時出現的基極大注入效應、基極擴展效應和發射極集邊效應會使GTR的電氣性能變差，甚至使器件損壞，因此必須注意規定集電極電流的最大額定值ICM。對于ICM的規定有兩種方法：一種是以β值的下降情況為尺度來確定ICM，一般以β值下降到額定值的1/2～1/3時的IC值定為ICM。另一種是以結溫和耗散功率為尺度來確定ICM，這主要是考慮到GTR在低壓范圍內使用時，飽和壓降對功率損耗的影響已不可忽視，在這種情況下，允許以耗散功率的大小來確定ICM值。

還有最大脈沖電流的額定值，定額的依據是引起內部引線熔斷的集電極電流，或是引起集電結損壞的集電極電流；或以直流ICM的1.5～3倍定額脈沖ICM。

基極電流也有最大額定值的規定，常用IBM來表示。IBM規定為內引線允許流過的最大基極電流，通常取IBM≈（1/2～1/6）ICM。與ICM相比通常裕量很大。

（3）最高結溫額定值

GTR的最高結溫TjM由半導體材料性質、器件鈍化工藝、封裝質量及它們的可靠性要求等因素所決定。一般情況下，塑料封裝的硅管結溫TjM為125～150℃，金屬封裝的硅管TjM為150～175℃，高可靠平面管的TjM為175～200℃。

（4）最大功耗額定值

最大功耗額定值PCM是指GTR在最高允許結溫時所對應的耗散功率，它受結溫的限制，其大小主要由集電結工作電壓和集電極電流的乘積決定。由于這部分能量將轉化為熱能并使GTR發熱，因此GTR在使用中的散熱條件是十分重要的，如果散熱條件不好，器件會因溫度過高而損壞。

2．動態特性與參數

動態特性描述GTR開關過程的瞬態性能，又稱開關特性。PN結承受正向偏置時表現為兩個電容：勢壘電容和擴散電容。承受反向偏置時只表現為勢壘電容。在穩態時這些電容對GTR的工作特性沒有影響；而在瞬態時，則由于電容的充、放電作用影響GTR的開關特性。此外，為了降低導通時的功率損耗，常采用過驅動的方法，使基區積累了大量的過剩載流子，在關斷時這些過剩載流子的消散嚴重影響關斷時間。圖2-30所示為用Marconi公司生產的TC40U—400型GTR動態特性試驗電路與集電極電流波形圖。試驗電路參數：電源UCC=200V，負載電阻RC=10Ω，基極限流電阻1 2 ，集電極電流IC=10A，正向基極驅動電流1 ，反向基極驅動電流，結溫Tj為25℃。

整個工作過程分為導通過程、導通狀態、關斷過程、關斷狀態4個不同階段。圖中導通時間ton對應著GTR由截止到飽和的導通過程，關斷時間tof對應著GTR由飽和到截止的關斷過程。在導通與關斷狀態的轉換過程中，GTR的工作點應盡量避開或盡快通過其伏安特性的線性工作區，以減小功耗。

導通時間ton包括延遲時間td和上升時間tr；關斷時間tof包括存儲時間ts和下降時間tf。

一般導通時間均為納秒的數量級，比關斷時間小得多，故在產品手冊中一般不給出該參數。關斷時間的數值都在微秒數量級（ts為3～8μs, tf大約為1μs）。為了縮短關斷時間可采取以下措施：選擇電流增益小的器件，防止深飽和，增加反向驅動電流。

集電極電壓上升率du/dt是動態過程中的一個重要參數，過去很少被人重視。自從GTR橋式變流電路被廣泛采用后，由于du/dt產生的過損耗現象嚴重地威脅著器件和電路的安全，才迫使人們認真加以考慮。當基極開路時，集電極-發射極間承受過高的電壓上升率du/dt，便會通過集電結的寄生電容流過容性位移電流。由于基極是開路的，該容性位移電流便注入發射結形成基極電流且被放大β倍，形成集電極電流，若GTR的β值很大，將會迫使GTR進入放大區運行，有可能因瞬時電流過大而產生二次擊穿導致損壞。另外在GTR換流期間，集電結中儲存的少數載流子被全部抽走之前，有可能使正在關斷的GTR重新誤導通。在橋式電路中將會出現橋臂直通故障。為了抑制過高的du/dt對GTR的危害，一般在集電極-發射極間并聯一個RCD緩沖網絡。

3．二次擊穿與安全工作區

1）二次擊穿特性

前述的最高集電極-發射極間電壓額定值UCEO又稱為一次擊穿電壓值，發生一次擊穿時反向電流急劇增加。如果有外接電阻限制電流的增長時，一般不會引起GTR特性變壞；但如果不加限制，就會導致破壞性的二次擊穿。所謂二次擊穿是指器件發生一次擊穿后，集電極電流繼續增加。在某電壓電流點產生向低阻抗區高速移動的負阻現象。二次擊穿用符號S/B表示。二次擊穿時間在納秒至微秒的數量級之內，即使在這樣短的時間內，它也能使器件內出現明顯的電流集中和過熱點。因此，一旦發生二次擊穿，輕者使GTR耐壓降低、特性變差，重者使集電結和發射結熔通，使GTR受到永久性損壞。

二次擊穿按晶體管的偏置狀態分為兩類：基極-發射極正偏，GTR工作于放大區的二次擊穿稱正偏二次擊穿；基極-發射極反偏，GTR工作于截止區的二次擊穿稱為反偏二次擊穿。

2）安全工作區

GTR在運行中受到電壓、電流、功率損耗及二次擊穿等定額的限制。廠家一般把它們畫在雙對數坐標上。以安全工作區的綜合概念提供給用戶。安全工作區簡稱SOA，是指GTR能夠安全運行的范圍，又分為正向偏置安全工作區（FB-SOA）和反向偏置安全工作區（RBSOA）。正向偏置安全工作區如圖2-31所示，是由雙對數直角坐標系中ABCDE折線所包圍的面積。AB段表示最大集電極電流ICM的限制，BC段表示最大允許功耗PCM的限制，CD段表示正向偏置下二次擊穿觸發功率PS/B的限制，DE段則為最大耐壓UCEO的限制。圖中標有DC字樣的折線是在直流條件下的安全工作區，稱為直流安全工作區，它對應于最惡劣的條件，是GTR可以安全運行的最小范圍。其余折線圖形對應于不同導通寬度的脈沖工作方式，隨著導通時間的縮短，二次擊穿耐量和允許的最大功耗均隨之增大，安全工作區向外擴大。當脈沖寬度小于1μs時，相應的安全工作區變為由ICM和UCEO所決定的矩形。

反向偏置安全工作區如圖2-32所示，它表示GTR在反向偏置下關斷的瞬態過程。基極反向關斷電流IBR越大，其安全工作區越小。

安全工作區是在一定的溫度條件下得出的，如環境溫度25℃或殼溫75℃等，使用時若超過上述指定溫度值，允許功耗和二次擊穿耐量都必須降額。

4．溫度特性與散熱

半導體器件的共同缺點是其特性參數受溫度影響大，除了前述若干特性隨著溫度升高而變差外，由于溫度升高將使UCES升高，IC也將增大，輸出功率下降，最大允許功耗和二次擊穿觸發功率均要下降，結果使安全工作區面積縮小。必須采取有效散熱措施，選配適當的散熱器，根據容量等級采用自然冷卻、風冷或沸騰冷卻方式，確保GTR不超過規定的結溫最大值。

熱損壞由結溫過高所致，結溫升高由發熱引起，發熱量則由功耗轉變而來。因此，若能從根本上減小GTR的功耗就可確保其安全可靠地工作。在高頻大功率開關條件下工作的GTR，其功耗由靜態導通功耗、動態開關損耗和基極驅動功耗三部分組成。設法降低導通電壓、采用各種緩沖電路改變GTR的開關軌跡等，均可達到減小GTR功耗的目的。

2.3.3 GTR的驅動與保護

1．驅動電路設計原則

從GTR基本特性可知，它是一種具有自關斷能力的全控型電力半導體器件。在設計基極驅動電路時，必須考慮最優化驅動特性、驅動方式和快速自動保護功能。

1）最優化驅動特性

最優化驅動特性就是以理想的基極驅動電流波形去控制GTR的開關過程，以便提高開關速度、減小開關損耗。最優化的基極驅動電流波形如圖2-33所示。要保證在GTR導通時基極電流具有快速的上升沿并有短時過沖，以加速導通過程；在GTR導通期間應使其在任何負載條件下都保證正向飽和壓降UCES較低，以便獲得低的導通損耗，但有時又為了減小存儲時間提高開關速度，希望維持在準飽和狀態；在關斷瞬時，應能提供足夠的反向基極驅動，以迅速抽出基區的過剩載流子，縮短關斷時間，減小關斷損耗。

2）驅動方式

根據主電路的結構與工作特點及它和驅動電路間的連接關系，可以有直接驅動方式和隔離驅動方式兩種選擇。直接驅動方式又分為簡單驅動、推挽驅動和抗飽和驅動等形式。在很多場合下主電路和控制電路之間必須隔離，以保證電路的安全并提高抗干擾能力。隔離的方式有光電隔離和電磁隔離兩種，光電隔離的缺點是響應時間較長，而電磁隔離的缺點是體積、重量較大。

3）快速自動保護功能

GTR的基極驅動電路要有快速自動保護功能，以便在故障狀態下能快速自動切除基極驅動信號，避免GTR遭到損壞。保護的類型包括抗飽和、退抗飽和、過電流、過電壓、過熱、脈寬限制等。此外，驅動電路還要有在主電路故障后能及時自動切斷與主電路聯系的自保護能力。

2．基極驅動電路的基本形式

1）恒流驅動電路

恒流驅動是指GTR的基極電流保持恒定，不隨集電極電流變化而變化。為了保證GTR在任何負載情況下都能處于飽和導通，所需的基極電流IB應按GTR最大可能通過的集電極電流ICmax來設計，即

IB＞IC m ax/β

所以，恒流驅動會使空載時飽和深度加劇，存儲時間大。為了克服上述弊端常需采用其他輔助措施，并由此演繹出兩種不同類型。

（1）抗飽和電路

抗飽和電路也稱貝克鉗位電路，其電路如圖2-34所示，其目的是將多余的基極電流從集電極引出，使GTR在不同集電極電流情況下都處于準飽和狀態，使集電結處于零偏置或輕微正向偏置的狀態。圖中VD1、VD2為抗飽和二極管，VD3為反向基流提供回路。輕載時，當GTR飽和深度加劇而使UCE減小時，A點電位高于集電極電位，二極管VD2導通，將IB′分流，使流過二極管VD1的基極電流IB減小，從而減小了GTR的飽和深度。

抗飽和電路可以縮短存儲時間，使在不同負載情況下及使用離散性較大的GTR時存儲時間趨向一致，但需增加兩個二極管，鉗位二極管VD2必須是快速恢復二極管且其耐壓必須和GTR的耐壓相當。由于電路工作于準飽和狀態正向壓降增加，增大了導通損耗。

（2）截止反偏驅動電路

為了減小存儲時間，加速GTR關斷，常采用截止反偏驅動以迅速抽出基區的過剩載流子。形成截止反偏的電路有多種，現介紹幾種常見電路。

① 單極性脈沖變壓器驅動電路。較簡單的單極性脈沖變壓器截止反偏驅動電路如圖2-35所示，它實際上是一個小功率單端正激式變換器。當驅動管VT導通時，在變壓器次級繞組N2上感生電動勢向GTR提供正向基極電流，使GTR導通，二極管VD由于N3上感應電動勢反偏而截止，VT截止時，各繞組感應電動勢反向，N2上的反向電壓作為GTR的反偏電壓，使GTR迅速關斷。GTR截止后，二次繞組N2開路，變壓器鐵芯的磁場能量則通過繞組N3及二極管VD反饋回電源。可見反偏電壓是導通時間的函數。這種電路簡單，但有直流磁化現象，鐵芯體積較大。

② 電容儲能式驅動電路。圖2-36所示為利用電容儲能來獲得反向偏置的驅動電路。當輸入信號ui為高電平，變壓器繞組星號端為正極性時，在變壓器次級繞組N2上產生正向驅動電壓，并經GTR的發射結對儲能電容C充電。二極管VD2導通，晶體管VT被VD2的正向壓降和C兩端的充電電壓反向施偏置而截止。當ui為低電平時，VD2截止。電容C通過正在導通的GTR的發射結、N2和R2驅動晶體管VT飽和導通，使電容C上電壓反向施加于GTR的發射結上，放電電流使GTR基區的過剩載流子迅速抽出而關斷。GTR關斷后，電容C上的儲能通過R1、VD1、R2和VT的發射結繼續釋放，并且應于GTR再次導通前放電完畢。

③ 固定反偏互補驅動電路。圖2-37所示為固定反偏互補驅動電路。晶體管VT2和VT3組成互補驅動級，當ui為高電平時，晶體管VT1和VT2導通，正電源+UCC經過電阻R3和VT2向GTR提供正向基極電流，使GTR導通。當ui為低電平時，VT1和VT2截止而VT3導通，負電源-UCC加于GTR的發射結上，GTR基區中的過剩載流子被迅速抽出，GTR迅速關斷。

2）比例驅動電路

比例驅動就是使GTR的基極電流正比于集電極電流變化，保證在不同負載時器件的飽和深度基本相同，并使輕載時的驅動功率大大減小。

（1）反激式比例驅動電路

反激式比例驅動電路如圖2-38所示。該電路由驅動變壓器T、晶體管VT、電阻R、二極管VD及穩壓管VDZ等元器件構成。當驅動信號ui為高電平時，晶體管VT導通，鐵芯在i1 N1作用下磁化并在各繞組中感應出星號端為負的電動勢，這樣GTR因基極反偏而截止。當ui變為低電平時，晶體管VT截止，電流i1消失，各繞組中感應出星號端為正的電動勢，鐵芯中的磁場能經GTR的基極回路釋放，促使GTR導通，GTR一旦導通則形成集電極電流，該電流經反饋繞組NF使鐵芯去磁而脫離飽和，此時NF與NB形成電流互感器的工作狀態，iC上升，iB也上升，形成正反饋，使GTR迅速全面導通。

當ui再變為高電平時，晶體管VT又導通，由于iC尚未來得及下降，故各繞組的星號端仍維持為正，VT的導通相當于通過二極管VD將N2繞組短接，迫使各繞組的感應電動勢均接近于零。加速電容C上的電壓使GTR的發射結反偏，使基區過剩載流子迅速消散，GTR脫離飽和，iC下降使各繞組電動勢反向，NB上的電動勢繼續使GTR反偏，加速iC下降直至GTR被關斷，等待下次驅動信號的到來。

（2）具有強制導通和強制關斷的比例驅動電路

一般的比例驅動電路主要靠正反饋加速GTR的導通過程，但當工作頻率較高時，由于分布參數的影響使導通速度變慢，可采用如圖2-39所示的強制導通與強制關斷的比例驅動電路。

當ui為低電平時，驅動管VT截止，GTR也截止，其集電極為高電平。當ui由低變高時，驅動管VT導通，GTR集電極的高電平通過二極管VD2和VT為GTR提供很大的正向基極電流，迫使GTR迅速導通。同時，通過電流互感器TA的作用，在TA二次繞組N2上產生與GTR集電極電流iC成正比的電流，并經VD1、VT及GTR的發射結而流通，成為GTR的比例驅動電流。

當ui為低電平時，VT截止，i2=0，互感器TA各繞組電壓上升。N3上星號端為正的電壓使VDZ1擊穿并反向加于GTR的發射結上，此時，流過N3的電流i3也正比于iC，并且成為GTR的反向基流，起比例反驅動作用，迅速抽出基區剩余載流子，減小了存儲時間。該電路驅動性能好，但電路較復雜。

3．過電流的檢測與保護

1）狀態識別法

過電流的出現是由于GTR處于過載或短路的故障狀態，此時隨著集電極電流的劇烈增加，其基極電壓UBE和集電極電壓UCE均發生相應變化。在基極電流和結溫一定時UBE隨IC正比變化，可以利用這一特性對GTR進行過載和短路過電流保護，檢測基極電壓UBE與預定的基準值進行比較后，即可發出命令切斷GTR驅動信號。與此相同，檢測UCE也可達到過電流保護的目的，但是UCE的變化比UCE緩慢，而且UCE受溫度影響嚴重。

檢測UBE比檢測UCE更有利，因為GTR在短路情況下導通時，檢測UBE確認故障的時間快。能在退飽和保護電路封鎖的幾微秒內起保護作用；檢測UBE也有一定缺點，即在較輕的過載情況下其靈敏度低。恰好檢測UCE的方法適宜于過載電流的保護而不適于短路電流的保護。將兩種檢測結合起來可產生良好的過電流保護效果。

圖2-40（a）為GTR的基極正向壓降特性曲線，管型為MJ10025，測試條件為IB=0.25A、TC=25℃。圖4-40（b）為基極電壓UBE識別電路實例。GTR的基極電壓UBE與基準值電壓UR通過比較器進行比較，正常工作條件下UBE＜UR，比較器輸出低電平保證驅動管VT導通，一旦UBE高于UR，比較器輸出高電平使驅動管VT截止，關斷了GTR的驅動信號，關斷已經過流的GTR。

集電極電壓的識別如圖2-41所示。圖2-41（a）為GTR的飽和壓降特性曲線，管型為MJ10044，測試條件為IC=20IB。由圖可知，GTR工作在飽和區和準飽和區時，UCE一般在0.8～2V之間，當負載過電流或由于基極驅動電流不足均會引起GTR退出飽和區進入線性區，導致UCE迅速增大，功耗猛增以致使器件損壞，這種抗飽和的保護電路見圖2-41（b）。它和圖2-40（b）是完全相似的，只是被檢測的電壓不是UBE而是UCE。這種電路在GTR導通前處于截止狀態，UCE≥UR，保護環節封鎖導通電路，為了保證GTR的正常導通需加導通啟動電路，通過電容C提供驅動管的初始基極電流使GTR強制導通，此后UCE＜UR，驅動電路提供持續的基極電流使GTR保持導通狀態。這種方法的缺點是存在“保護盲區”，由于GTR導通時要先封鎖保護電路，只有在GTR導通之后保護電路才能投入工作，因此若在導通過程最初的若干微秒內發生短路，該電路無法實現保護。

2）橋臂互鎖保護法

橋式變換器在運行中因GTR關斷時間過長、驅動信號失誤重疊，或某個GTR損壞，均可能導致橋臂短路故障，造成器件損壞。這就要求同一橋臂中的兩個GTR互鎖，即只有確認某個GTR關斷后另一個才能導通。這種互鎖保護電路是經過與門邏輯判斷來實現的，其原理如圖2-42所示。圖中上橋臂VT1（GTR）的基極驅動電路受下橋臂零電流互鎖信號控制；而下橋臂VT2（GTR）的基極驅動電路又受上橋臂零電流互鎖信號的控制，這樣就能保證在任何時刻只有一個GTR導通，防止兩管同時導通造成直接短路。

但是在GTR中的集電極電流和電壓在某些負載條件下會產生相位移，GTR雖然處于導通狀態，卻有可能無集電極電流流通，因此有時檢測集電極電流或發射極電流并不能正確判斷GTR是否關斷。GTR關斷狀態的判斷可以通過檢測其發射結電壓UBE的方法來實現。圖2-43（a）為達林頓管GTR在關斷過程中UCE、IC及UBE的變化過程，可見檢測UBE的大小可以判斷GTR是否關斷。識別UBE的具體電路如圖2-43（b）所示，例如，對于型號為ESM6045D的器件當基極電壓達到-4V時，GTR即可靠關斷，這時恒流源電路中的發光二極管流過穩定的電流，可用發光二極管的光信號來代表GTR已經關斷的信號，并用它來對橋臂上的另一個GTR進行控制。

采用橋臂互鎖保護法不但能提高可靠性，而且可改進系統的動態調整性能，提高系統的工作速度。

3）LEM模塊保護法

LEM模塊是一種磁場平衡式霍爾電流傳感器，其反應速度為1μs，一次側、二次側絕緣性能達2kV，由于它無慣性、線性度好，裝置又簡單，成為自關斷器件過電流保護的佼佼者。霍爾電流傳感器是一種半導體器件，其工作原理如圖2-44（a）所示，在厚度為d的半導體基片的垂直方向設置磁場B，當沿縱長方向通過引線1、2引入電流IC時，在基片的兩個長邊之間便產生電壓，這就是霍爾效應。電流引線稱為電流極，電壓引線3、4稱為霍爾電壓輸出級。霍爾電壓的大小為

LEM模塊的電路工作示意圖如圖2-44（b）所示，由主回路（一次側）、聚磁環、霍爾傳感器、二次繞組、放大電路、顯示系統等部分組成。當主回路流過大的電流Ip時，在導線周圍產生一個強的磁場，經聚磁環聚集后感應出霍爾電動勢，使之有一個輸出信號，再經放大器放大后獲得一個補償電流Is, Is經過多匝的二次繞組產生補償磁場，與Ip產生的主磁場相反，于是霍爾器件的輸出逐漸減小，最后當兩個磁場相等時Is不再增加，這時霍爾器件就起到指示零磁通的作用。從宏觀上看，任意時刻二次電流的安匝數都與一次電流形成的安匝數一樣，只要測得二次繞組的小電流，就可知道一次側的大電流。它既可測量直流，又可測量交流，還可測量脈沖電流。不但響應速度快而且與被測電路絕緣。因此LEM模塊成為快速過電流檢測和保護的理想器件。