1.4.2 DC-DC變換器原始共模傳導干擾的抑制方法

對于DC-DC變換器來說，其EMI濾波器中的共模濾波元件通常占據較大的體積重量，制約了變換器的功率密度和效率的提高，因此有必要抑制DC-DC變換器的原始共模傳導干擾，以減小EMI濾波器的體積重量。DC-DC變換器共模傳導干擾的抑制方法包括基于噪聲源的抑制方法、變壓器屏蔽和繞組對消方法、對稱電路和無源對消方法等。

1.基于噪聲源的傳導EMI抑制方法

DC-DC變換器的開關管可以被視作傳導EMI的噪聲源。以噪聲電壓源v_noise是梯形波的情況為例，如圖1.14所示，其中A_t為梯形波幅值，T_s為開關周期，f_s為開關頻率，τ_w為電壓上升與下降至A_t/2之間的時間，τ_r和τ_f分別為電壓上升和下降時間，一般可認為τ_r=τ_f。

梯形波的各次諧波幅值表達式為[32]

式中，f是梯形波的各次諧波頻率kf_s；k為諧波次數。

由于|sin（x）|≤1，根據式（1.2）可知，梯形波各次諧波幅值的最大邊界為

根據式（1.2）和式（1.3），可以畫出梯形波的諧波頻譜包絡和頻譜的最大邊界，如圖1.15a所示。可以看出，頻譜的最大邊界在頻率低于1/（πτ_w）時的斜率為0dB/dec，在頻率[1/（πτ_w），1/（πτ_r）]之間的衰減斜率為-20dB/dec，頻率高于1/（πτ_r）時的衰減斜率為-40dB/dec。如果將梯形波的上升和下降時間增加至τ_R，可以減小梯形波在頻率高于1/（πτ_R）的最大頻譜邊界，如圖1.15b所示。軟開關技術可以減小開關管的dv/dt[33-35]，實際上增大了梯形波的上升和下降時間，由此可以減小傳導EMI的高頻諧波幅值。

2.變壓器屏蔽技術

變壓器的屏蔽方法分為單層屏蔽和雙層屏蔽。圖1.16給出了在變壓器原副邊繞組之間加入單層屏蔽層的示意圖，它是在變壓器的原副邊繞組之間加入由銅箔構成的非閉合屏蔽層，并將屏蔽層接地，由此阻斷原副邊繞組間的電場耦合[36,37]。單層屏蔽雖然阻斷了原副邊繞組之間的電場耦合，但屏蔽層與原邊繞組或副邊繞組之間仍然存在電場耦合，因此并不能完全消除流過變壓器分布電容的位移電流。

雙層屏蔽是在變壓器相鄰的原副邊繞組之間加入兩個繞向一致且相互獨立的屏蔽層，如圖1.17所示。其中，與原邊繞組相鄰的屏蔽層接至原邊功率地，與副邊繞組相鄰的屏蔽層接至副邊輸出地。由于兩個屏蔽層具有相同的電位分布，因此可以完全消除流過變壓器分布電容的位移電流[38]。但是，當變壓器原副邊繞組交錯繞制時，需要加入的屏蔽層較多，這會占據較大的窗口。

3.繞組對消法

繞組對消法是通過調整變壓器繞組結構，使得流過原副邊繞組間分布電容的總位移電流為零。參考文獻[39]針對反激變換器提出了一種繞組對消法，其抑制共模干擾的原理與雙層屏蔽方法類似。如圖1.18所示，原邊繞組W_P1～W_P3由漆包線繞制，W_P4層的原邊繞組由一定寬度的銅箔繞制并占滿窗口高度，其匝數與副邊繞組W_S1匝數相等。流過原副邊繞組分布電容位移電流的主要路徑是從W_P4層到W_S1層，由于這兩層相鄰的繞組匝數相等、繞向一致（同側端點B與C為同名端），因此這兩層繞組之間分布電容的電壓處處相等[39]，從而消除了流過相鄰原副邊繞組間分布電容的位移電流。然而，對于采用交錯繞制方式的變壓器，繞組對消法無法保證相鄰的原副邊繞組都具有相同的電位分布。此外，采用繞組對消法時，原邊繞組W_P1和W_P2通過磁心與副邊繞組W_S1仍然存在電場耦合（W_P3與W_S1之間的電場被緊密繞制的W_P2和W_P4屏蔽，因此這兩層繞組的電場耦合可以忽略），因此變換器的共模干擾并不能完全消除。

本書第7章將深入分析變壓器采用單層屏蔽時存在的問題，指出消除流過屏蔽層到相鄰繞組的位移電流是增強共模干擾抑制效果的關鍵，提出屏蔽繞組法和屏蔽-平衡繞組法，并給出其在基本隔離型變換器中的應用。進一步地提出了將屏蔽技術和無源對消方法相結合的復合抑制方法，在消除變壓器原邊、副邊繞組位移電流的同時，抵消原邊電路中高頻跳變節點通過對地寄生電容引起的位移電流。

4.對稱電路

圖1.19給出了非對稱和對稱的Buck變換器電路結構[40]。在非對稱電路中，開關節點的電位處于高頻跳變的狀態，這些節點通過對地寄生電容C_p產生位移電流，形成共模干擾。在對稱電路中，電位呈互補變化的節點總是成對出現，當這些節點到地的寄生電容相等時，流過這些寄生電容的位移電流就可以相互抵消。

以對稱Buck變換器為例，圖1.20給出了考慮電路節點到地寄生電容時的電路拓撲以及節點相對輸入電源負極O的電壓波形。當開關管Q₁和Q₂導通時，A點電位為V_in，B點電位為0，此時L_f1和L_f2共同承擔輸入輸出電壓之間的差值（V_in-V_o）。根據電路的對稱性，L_f1的電壓為0.5（V_in-V_o），那么C點和D點的電壓分別為

當Q₁和Q₂關斷時，續流二極管D_FW導通，Q₁和Q₂均分輸入電壓，因此AB兩點的電位均為0.5V_in，此時電感L_f1的電壓為-0.5V_o，因此，C點電位為0.5（V_in+V_o），D點電位為0.5（V_in-V_o）。

從圖1.20b中可以看出，開關節點C和D的電位為直流量，不會引起位移電流。開關節點A和B電位高頻跳變，且波形互補。當寄生電容C_pA和C_pB相等時，流過這兩個寄生電容的位移電流可以相互抵消。

與非對稱電路相比，對稱電路需要更多的器件，成本和損耗更高。但是，在某些對稱度較高而共模干擾路徑不對稱的拓撲，對稱電路可以在不增加電路成本和復雜度的條件下實現電路和共模干擾路徑的對稱，從而抑制共模干擾。如圖1.13b所示的雙管正激變換器，其原邊電路對稱且開關管Q₁和Q₂同開同關，此時AB兩點電位的波形互補。當寄生電容C_pA和C_pB相等時，流過這兩個寄生電容的位移電流可以相互抵消。此外，由于變換器的副邊整流濾波電路不對稱，為消除流過變壓器原副邊繞組的位移電流，集總電容C_ac和C_bc需滿足一定的比例關系（與變壓器匝比有關[31]），以完全抑制雙管正激變換器的傳導電磁干擾。

對于全橋變換器（見圖1.21），盡管其電路拓撲是對稱的，但當采用移相控制時，兩個橋臂中點的電位發生跳變的時刻不同，由橋臂中點通過相應寄生電容（包括橋臂中點對地的寄生電容和變壓器原副邊繞組的分布電容）引起的位移電流無法相互抵消，導致共模傳導干擾較大[41,42]。此外，諧振電感的電壓會影響變壓器原邊繞組端點的電位，進而影響移相控制全橋變換器的共模傳導干擾。本書第8章將詳細分析移相控制全橋變換器的共模傳導干擾，建立其共模傳導干擾模型，并提出抑制共模傳導干擾的對稱電路加無源對消的復合抑制技術。

5.無源對消方法

無源對消方法是通過增加補償支路來產生補償電流，以抵消變換器產生的共模干擾電流。在電力電子變換器中，開關管的漏源極電壓可視為引起共模傳導干擾的噪聲源。在大部分電路拓撲中，電感電壓波形與開關管漏源極電壓的波形相似。因此，可以在電感上加入一個輔助繞組，以構建一個與干擾電壓源反相的補償電壓，將該補償電壓作用在合適的電容上，可以產生與共模電流大小相等且方向相反的補償電流。

圖1.22給出了無源對消在Buck和反激變換器中的應用[43]。根據耦合電感的同名端特性，若輔助繞組與非隔離型變換器中的電感繞組或隔離型變換器中的變壓器繞組的耦合系數為1時，那么主電路中開關節點的電位與輔助繞組到補償電容連接點的電位均高頻跳變，且相互反相。

無源對消方法只需增加一個繞組和補償電容，實現方式簡單且適用范圍廣泛，在低頻段具有較好的共模干擾抑制效果。然而，受到繞組寄生參數的影響，無源對消方法在高頻段的效果不甚理想，甚至會導致共模干擾的惡化。例如，補償繞組的交流電阻會限制補償電流在高頻段的幅值，削弱了無源對消方法在高頻段的共模干擾對消效果[43]。此外，補償繞組的漏感和寄生電容會使得補償電壓在高頻段不再與主電路中的干擾電壓反相，從而惡化共模干擾[44]。

可以看出，對稱電路和無源對消方法都是基于位移電流相互抵消的原理，通過并聯補償支路消除變換器產生的共模電流。本書第9章將提出與之相對偶的共模電壓對消方法，通過串聯補償電壓源以抵消變換器產生的共模電壓。第10章將在共模電壓對消方法的基礎上，推導非隔離型變換器輸入和輸出側共模電流的抑制方法。