1.2.2 基于模塊化多電平換流器的直流變壓器

2011年，S.Kenzelmann等人提出了基于MMC的隔離型直流變壓器（記作MMC-DCT），用于連接中高壓直流母線，如圖1.6所示，采用單相MMC將中壓直流電壓變換為中頻交流電壓，從而通過中頻變壓器實現電壓隔離與變換[38,39]。模塊化多電平結構的引入不僅有效降低了中壓端口側開關器件的電壓應力，還帶來了高冗余性的優勢。該結構結合了DC/DC變換器與模塊化多電平換流器的工作特點，從拓撲角度，該MMC-DCT拓撲可看作是采用由半橋模塊組成的橋臂替換傳統全橋型DAB變換器中開關器件得到，而從控制角度，MMC中半橋橋臂的上管同時開關，占空比為50%，也類似于全橋電路。自此之后，國內外學者針對不同應用場景需求與潛在問題，對MMC-DCT拓撲結構與控制策略進行了大量的研究。

圖1.6 隔離型MMC直流變壓器拓撲結構

1.基于模塊化多電平換流器的直流變壓器拓撲結構演化

參考文獻[40，41]采用如圖1.7a所示的三相MMC與三相變壓器構建直流變壓器，提升了MMC-DCT的傳輸功率容量，降低了端口電流紋波。而參考文獻[42-52]則針對MMC-DCT中模塊數量多、體積龐大的問題，通過結合MMC與隔離型DC/DC變換器的研究成果，分別提出了不同的緊湊化MMC-DCT拓撲結構。參考文獻[42]引入緊湊化多電平可控橋臂變換器（Alternative Arm Converter，AAC）替換MMC，實現交直流電壓變換，其典型結構如圖1.7b所示。AAC結合了兩電平AC/DC換流器與MMC的工作特點[53]，采用全橋子模塊橋臂輸出基本正弦半波，通過橋臂開關Q_Au～Q_Cu與Q_Ad～Q_Cd實現交流電壓換向。相較于MMC，AAC使用較少數量的子模塊，即可輸出相同的交流電壓。然而，AAC需使用全橋子模塊組成橋臂，增大了開關器件的數量與成本，且橋臂開關（Q_Au～Q_Cu與Q_Ad～Q_Cd）需要承受較高的電壓應力，增大了工程應用難度，而這些問題也同樣存在于AAC結構的DCT中。相似地，參考文獻[43]采用如圖1.7c所示的開關混合型模塊化多電平換流器拓撲構建了DCT，實現交直流電壓變換。不同于參考文獻[42]，參考文獻[43]采用類DC/DC變換器控制方式，即同一橋臂內半橋模塊開關驅動一致，DCT工作模式類似于傳統三相DAB變換器[54]，可實現器件的零電壓開通（Zero-Voltage-Switching，ZVS），降低了開關損耗與器件串聯的實現難度。并且由于該結構僅需使用半橋模塊橋臂，相較于AAC結構，更利于提升直流變壓器功率密度和降低成本。然而，由于開關器件Q_Ad～Q_Cd為硬關斷，串聯器件的動態均壓問題仍需注意。進一步地，參考文獻[44]引入了并聯混合型AC/DC換流器結構組成直流變壓器[55]，其拓撲如圖1.7d所示。通過控制半橋橋臂的輸出電壓，使得串聯開關在換向工作時的電壓被鉗位在零電平，實現了串聯開關器件的ZVS開關，解決了器件開關過程中的動態均壓問題。

圖1.7 基于MMC的直流變壓器中壓側交直流變換電路結構演化

另一方面，參考文獻[45-47]充分結合DC/DC變換器工作特性，采用基于半橋模塊的橋臂替代了半橋電路中的開關器件，提出了如圖1.7e所示的拓撲結構。該結構僅使用了一組橋臂，因此相較于圖1.6中的單相MMC結構，大大減少了橋臂模塊的數量。參考文獻[48,49]則直接將半橋模塊橋臂串聯變壓器繞組，構建了一種橋臂串聯結構，如圖1.7f所示。該結構中，半橋橋臂電壓為中壓直流端口電壓疊加交流分量，從而在變壓器端口產生交流電壓，實現電壓變換。進一步地，參考文獻[50]在該結構的基礎上引入阻抗解耦思想，提出了另一種橋臂串聯結構，如圖1.7g所示，半橋橋臂與高頻變壓器串聯后，與LC支路并聯，形成中頻交流傳輸回路。在中壓端口處增加陷波電路濾除交流電壓，以保證中壓端口電壓質量。但是，圖1.7e～g中結構均在中壓端口處采用了集中式電容結構，存在電容電壓應力較高、體積龐大的缺點，并且在中壓直流端口發生短路故障情況下，集中式電容放電電流較高，使得故障難以快速隔離，降低了運行可靠性。因此，參考文獻[51，52]提出了一種如圖1.7h所示的橋臂并聯結構，在減少橋臂模塊數量的同時取消了中壓端口集中式電容。其工作方式與圖1.7f結構相似，半橋橋臂的輸出電壓為中壓直流端口電壓疊加交流分量。在中壓端口處采用電感進行濾波，而在變壓器側則采用電容C_d濾除直流分量，從而在變壓器端口得到交流電壓。由此不難發現電容C_d電壓與中壓端口直流電壓相同，該結構依然存在單一電容電壓應力較大的問題。

2.基于模塊化多電平換流器的直流變壓器調制策略

現有MMC型直流變壓器的調制策略可簡單歸納為兩類：

1）高頻載波調制方式，其延續高壓直流（High Voltage Direct Current，HVDC）場合中MMC換流器的調制策略，如最近電平逼近調制策略[56,57]與載波層疊[58,59]、載波移相[60,61]等脈寬調制策略。其中，最近電平逼近調制策略需要較多的模塊數量才可以實現較好的交流電壓調制效果，而考慮到中壓直流配電場合電壓等級相對HVDC系統較低，MMC型直流變壓器模塊數量相對較少，載波移相、載波層疊等脈寬調制策略更為適合。各類調制策略已經在HVDC-MMC場合中得到了充分的應用與驗證，相應的功率控制、橋臂子模塊電容均壓[62]等策略也可推廣至MMC-DCT中。然而，在該類調制方式下，直流變壓器交流電壓頻率受限，通常為幾十至幾百Hz[50]，導致龐大的橋臂模塊電容與變壓器，降低了直流變壓器功率密度。參考文獻[63]將交流電壓頻率由幾百Hz提升至10kHz，以減小磁心元件與電容體積，但這導致了較高的開關頻率（參考文獻中為40kHz），使得開關損耗急劇上升，降低了直流變壓器的運行效率。

2）類DC/DC變換器調制方式，其借鑒兩電平DC/DC變換器工作特點，將MMC橋臂整體作為一個開關器件進行控制，使得DCT中交流電壓波形、器件軟開關具有與傳統DC/DC變換器相似的特性。該調制方式在參考文獻[38]首次提出MMC型直流變壓器時已被應用，對于如圖1.6所示的DAB型單相MMC-DCT，同一橋臂內各半橋模塊對應開關管同時開關，在MMC交流端口形成兩電平方波電壓，并采用單移相（Single-Phase-Shift，SPS）控制策略調節兩側MMC的移相角，以控制傳輸功率。然而，該調制方式下方波電壓幅值等于中壓直流端口電壓，其陡峭的上升、下降沿在變壓器端口造成很高的dv/dt。考慮到大功率高頻變壓器繞組匝間/層間存在較大寄生電容[64]，高dv/dt易損壞電感與變壓器繞組間絕緣[66]。因此，參考文獻[65]提出了準兩電平（Quasi Two-Level，Q2L）調制策略，在同一橋臂內各半橋模塊開關驅動間引入內移相角，減緩了交流電壓瞬時的上升/下降沿。另一方面，這一類基于DAB變換器或諧振變換器的DCT可實現開關器件的軟開關，有助于降低開關損耗，提升變換效率。但是由于橋臂電流為交直流電流疊加，易于保證半橋模塊內的上開關管的開通電流為負，實現其ZVS開通，而下開關管軟開關特性則較差，在端口電壓不匹配或輕載工況下易丟失ZVS開通。參考文獻[66]對Q2L調制下DAB型MMC-DCT在不同端口電壓比與傳輸功率條件下的開關管ZVS邊界進行了推導。此外，由于SPS控制下DAB型MMC-DCT具有較大的回流功率，不利于變換效率的提升[68,69]，參考文獻[70]引入DAB變換器中的雙重移相（Dual-Phase-Shift，DPS），提出了DPS-Q2L控制策略，通過優化單相MMC兩組橋臂間移相角，可以減小回流功率與電流應力，提升了變換效率。參考文獻[71，72]結合DAB變換器中的三角形電流控制策略，實現了開關管的零電流關斷（Zero-Current-Switching，ZCS）。上述調制方式是通過控制交流電壓零電平時間，實現端口電壓匹配，而參考文獻[47，48]則通過改變投入子模塊個數，調節交流電壓幅值，優化端口電壓不匹配情況下的軟開關性能。

對于類DC/DC變換器調制方式下的MMC-DCT，實現子模塊電容均壓也是一個關鍵問題，且由于交流頻率較高，HVDC-MMC場合中的通過電壓閉環調節子模塊占空比的均壓方法難以應用。參考文獻[48，49]通過對橋臂模塊的驅動信號進行輪換循環，實現了電容電壓的自動均衡，但實際上由于開關器件、電容容值的差異性，各模塊電容電壓存在難以消除的靜差。因此，參考文獻[73，74]通過分析驅動信號相位對模塊電容充放電電荷量的影響，采用電壓排序方式，對電壓最低的模塊給予相位超前的驅動信號，實現了模塊電容電壓平衡。然而，參考文獻[75]指出該排序方式僅適用于兩直流端口電壓比小于1.1的工況，并提出了一種雙排序均壓算法，通過比較兩次排序后電容電壓差以分配驅動信號，從而實現子模塊均壓。參考文獻[76]則將HVDC-MMC中的硬件均壓電路[77]引入MMC-DCT，當相鄰兩個半橋模塊下管開通時，模塊電容并聯均壓，因此可實現所有模塊電容電壓一致，但硬件電路的引入增大了損耗，降低了變換效率。參考文獻[78]則針對橋臂阻抗不一致導致的橋臂間模塊電容電壓偏差問題，通過在上下橋臂間引入內移相角，主動注入環流分量，實現橋臂間電壓平衡。