任務一 功率場效應晶體管（MOSFET）的介紹

學習目標

◆ 熟悉MOSFET的結構及參數。

◆ 掌握MOSFET的工作原理、開關特性及驅動電路工作原理。

◆ 熟悉MOSFET的封裝及主要供應商。

本任務主要介紹功率場效應晶體管（MOSFET，下文簡稱為MOS管），主要從以下八個方面來介紹MOS管：

（1）MOS管的結構及工作原理；

（2）MOS管的開關特性；

（3）MOS管的主要參數；

（4）MOS管并聯工作和雙向導通特性；

（5）MOS管的柵極驅動電路；

（6）MOS管的保護電路；

（7）MOS管的導通損耗和開關損耗；

（8）MOS管的封裝及主要供應商。

一、MOS管的工作原理及參數

場效應晶體管（MOSFET）是一種全控型的電力電子開關器件。全控型器件是指通過控制信號可以使其導通，也可以使其關斷。

1.MOS管的結構

MOS管的類型很多，按導電溝道可分為P溝道和N溝道；根據柵極電壓與導電溝道之間的關系可分為耗盡型和增強型，功率場效應晶體管一般為N溝道增強型。功率場效應晶體管是多元集成結構，即一個器件由多個MOSFET單元組成。一個MOSFET單元結構如圖2-1所示，有三個引腳，分別為源極S、柵極G和漏極D。

2.MOS管的工作原理

MOS管為電壓控制型器件。所謂電壓控制意為對電場能量的控制，故稱作為（電）場效應晶體管。MOS管是利用多數載流子導電的器件，因而又稱為單極型晶體管。MOS管電壓控制機理是利用柵極電壓的大小來改變感應電場所生成的導電溝道的厚度（感生電荷的多少），達到控制漏極電流i_D的目的。N溝道增強型和P溝道增強型MOS管的符號如圖2-2所示。

功率MOS管有三極：漏極D、源極S和柵極G。漏源極之間有一個寄生二極管（或稱體內二極管），還有輸出結電容，其等效電路如圖2-6所示。驅動信號加在柵極和源極之間。因此，功率MOS管也是一可控的開關器件，提供適當的驅動控制信號，可實現整流。在開關電源中，功率場效應晶體管幾乎都是N溝道增強型器件。現以N溝道MOS管為例說明它的工作原理。

當柵源極間的電壓V_GS≤V_TH（V_TH為開啟電壓，又叫閾值電壓，典型值為2～4V）時，即使加上漏源電壓V_DS，也沒有漏極電流I_D出現，MOS管處于截止狀態。當V_GS＞V_TH且V_DS＞0時，會產生漏極電流I_D，MOS管處于導通狀態，且V_DS越大，I_D越大。另外，在相同的V_DS下，V_GS越大，I_D越大，即導電能力越強。

綜上所述，MOS管的漏極電流I_D受控于柵源電壓V_GS和漏源電壓V_DS，這就是MOS管的轉移特性。MOS管的轉移特性是指功率場效應晶體管的輸入柵源電壓V_GS與輸出漏極電流I_D之間的關系。仙童公司的FVTPF8N60C（7.5A，600V）MOS管的轉移特性曲線如圖2-3a所示。當I_D較大時，該特性基本為線性。轉移特性曲線的斜率g_m=Δi_D/ΔV_GS稱為跨導，表示MOS管的柵源電壓對漏極電流的控制能力。僅當V_GS＞V_TH時，才會出現導電溝道，產生漏極電流I_D。轉移特性表明MOS管是電壓型場控器件。由于柵極的輸入電阻很高，柵源極間可以等效為一個電容，所以柵源電壓V_GS能夠形成電場，且柵極電流基本為零。因此，MOS管的驅動功率很小。

由上述分析可知，MOS管屬于電壓型控制器件，可以通過柵極電壓來控制漏極電流，也就是說可以通過柵極電壓來控制漏源極的導通情況。MOS管FVTPF8N60C（7.5A，600V）的輸出特性，即漏極電流I_D與漏源電壓V_DS的關系曲線如圖2-3b所示。根據柵極電壓的大小，MOS管可以工作在四個不同的區域：

① 截止區：V_GS<V_TH，I_D=0。

② 非飽和區：V_GS稍大于V_TH，V_DS＞V_GS-V_TH，當V_GS不變時，I_D幾乎不隨V_DS的增加而變化，近似為常數。

③ 飽和區：V_GS＞＞V_TH，一般大于8V，V_DS很小（R_DS（on）很小，一般為毫歐級），I_D比較大。

④ 雪崩擊穿區：V_GS繼續增大到一定程度，超過了器件的最大承受能力，就進入雪崩擊穿區。在應用中要避免出現這種情況，否則會造成器件的損壞。

MOS管是多數載流子器件，不存在少數載流子特有的存儲效應，因此開關時間很短，典型值為20ns。影響開關速度的主要因素是器件的極間電容，開關時間與輸入電容的充、放電時間常數有很大關系。

MOS管的開關過程如圖2-4所示，V_p為驅動電源信號，R_s為信號源內阻，R_G為柵源極電阻，R_L為負載電阻，R_F為檢測漏極電流。開通時間t_on=t_d（on）+t_r，關斷時間t_off=t_d（off）+t_f，其中t_d（on）為開通延遲時間，是指柵極電壓從0V變化到閾值電壓V_TH的延遲時間；t_d（off）為關斷延遲時間，是指柵極電壓從通常的10V下降到閾值電壓V_TH的時間。導通和關斷延遲與溫度有一定關系。溫度每升高25℃，V_TH值就下降5%，開通延遲時間也隨溫度升高而減小。同樣由于V_TH存在1%～2%的誤差，所以即使在相同的溫度下，開通延遲時間也會因器件的不同而有所差別。不過即使如此，在導通大電流的情況下，V_TH的較大變化并不會引起開通延遲時間的大幅度變化，因為在V_TH不變的情況下，轉移特性曲線尾部轉折點也會有明顯的改變。柵極關斷延遲也隨溫度的改變而改變。為了確保MOS管并聯使用時電流均分，更要關注開通延遲和關斷延遲的問題。

由上述分析可知，MOS管的開關過程具有如下特點：

① MOS管的開關速度和C_in充放電有很大關系。

② 可通過降低驅動電路的內阻R_s來減小時間常數，加快開關速度。因為MOS管不存在少數載流子儲存效應，其關斷過程非常迅速。

③ MOS管開關時間在10～100ns之間，工作頻率可達1MHz以上，是主流電力電子器件中工作頻率最高的。

④ MOS管是場控器件，靜態時幾乎不需輸入電流。但在開關過程中需對輸入電容充放電，因此仍需一定的驅動功率。

⑤ 開關頻率越高，所需要的驅動功率越大，驅動損耗也越大。

3.MOS管的參數

（1）漏源極導通電阻R_ds（on）（簡寫為R_on）

漏源極導通電阻是功率MOS管的一個重要參數，它主要由器件的材質、工藝決定。同時，應選擇足夠大的柵源驅動電壓，以保證漏極電流工作在電阻區（即飽和區），但是過高的柵極電壓會增加關斷時間，這是因為柵極電容儲存了過多的電荷的緣故。通常對于普通的MOS管，柵源極電壓取10～15V。一般來說，導通電阻R_on小、耐壓V_DS高的管子品質較好。R_on與溫度變化近乎呈線性關系，FVTPF8N60C中R_on與溫度的關系如圖2-5所示。圖中所給出的R_on=1.2Ω是在V_GS=10V、常溫條件下測得的。V_DS值越高，R_on受溫度影響就越大。但是V_DS高的管子，R_on也大。另外，I_D增加，R_on也略有增加；柵極電壓升高，R_on有所降低。

（2）跨導（g）

跨導是漏極電流和柵源電壓之間的小信號關系，即g=dI_D/dV_GS。對于開關電源設計者來說，需重點關注MOS管的導通特性和關斷特性，在設計過程中跨導作用不太大。由于器件處于導通態，工作在電阻區，柵極電壓較高，所以柵極電壓變化幾乎不會改變漏極電流，此時的跨導g近似為0。

（3）寄生電容

在高頻開關電源中，MOS管最重要的參數是寄生電容。圖2-6為MOS管的等效電路模型，三個極間存在三個寄生電容，分別為C_GS、C_DS、C_GD。三個極間電容與輸入電容C_iss、輸出電容C_oss和反饋電容C_rss關系如下式所示：

C_iss=C_GS+C_GD C_oss=C_DS+C_GD C_rss=C_GD

在驅動MOS管時，輸入電容是一個重要的參數，驅動電路對輸入電容充電、放電將會影響開通時間和關斷時間。

（4）最大漏極電流I_Dmax

I_Dmax是指當MOS管處于飽和區時，通過漏源極間的最大電流。最大漏極電流與外殼溫度或結點溫度有關系，MOS管FVTPF8N60C（7.5A，600V）的漏極電流與外殼的溫度關系如圖2-7所示。圖中所表明的電流7.5A是在外殼溫度為25℃下測得的。當外殼溫度上升到100℃時，漏極最大的持續電流為4.6A。MOS管FVTPF8N60C的數據手冊可以在飛兆網站上查得。

（5）漏源擊穿電壓V_DS

漏源電壓就是漏區和溝道體區PN結上的反偏電壓。這個電壓決定了器件承受的最高工作電壓。V_DS隨溫度而變化，在一定范圍內，結溫每升高10℃，V_DS值大約增加1%。隨著結溫的上升，MOS管的耐壓值是上升的。這是MOS管的特點之一。

（6）柵極閾值電壓V_GS（th）（又稱開啟電壓）和最大柵極電壓V_GSmax

當外加控制柵極電壓V_GS超過V_GS（th）時，漏區和源區的表面反型層形成了連接的溝道。在實際應用中，常將漏極短接到柵極，流過漏極的電流I_DS=1mA時的柵源極電壓V_GS為柵極閾值電壓V_GS（th），V_GS（th）具有負溫度系數。

柵源極間的硅氧化層的耐壓是有限的，如果實際的電壓值超過額定值，器件就會被擊穿，產生永久性的破壞。大部分MOS管的柵源極電壓最大值在20～30V之間。當MOS管工作時使用了柵極輸入電阻，并且將較大供電電壓的電路快速關斷，器件內部的米勒電容（C_GS和C_GD）就會耦合一個電壓尖峰到柵極，引起柵極電壓超限。

現以一個工作于直流電壓為160V（最大可為186V）電路中的正激變換器為例進行分析。當MOS管在最大電壓下關斷，它的漏極電壓上升到2倍最大電壓即372V。這個正向電壓前沿的一部分耦合到柵極，由C_rss和C_iss分壓，對于FVTPF8N60C管，C_rss=12pF，C_iss=965pF。那么耦合回柵極的電壓為372V×12÷（965+12）=4.6V。

如果這個電壓值超過了最大柵源極間電壓，就會損壞柵極。柵極電阻會減小這個電壓的幅值，但是如果考慮電壓瞬態過程和漏感尖峰，則這個耦合回柵極的電壓很可能達到損壞器件的臨界點。因此，較好的設計方法是用一個18V的齊納二極管來限制柵極電壓。一些制造商建議將鉗位二極管安裝在驅動輸入端與柵極串聯電阻之間，這個柵極串聯電阻值參考值為10～100Ω。值得注意的是，如果柵極串聯電阻值過大，漏極到柵極的容性反饋容易引起高頻振蕩。

（7）漏源極間的體內二極管（又稱反并聯二極管）

由于源極金屬電極將N+區和P區短路，因此源極與漏極之間形成了一個寄生的二極管，這就是MOS管體內的二極管，又稱為反并聯二極管，如圖2-6所示。體二極管可提供開關電源感性線圈無功電流通路。

體二極管的極性可以阻止反向電壓通過MOS管，其反向額定電壓值與MOS管的標稱值一致。它的反向恢復時間比普通的整流二極管短，比快速恢復型二極管長。制造商數據手冊列出了各種MOS管的體二極管的反向恢復時間。由于在漏源之間一般不會施加反向電壓（對于N溝道MOS管，源極相對于漏極為負；對于P溝道MOS管，源極相對于漏極為正），所以這個寄生二極管對于大部分開關電源拓撲是沒有什么影響的。但有一些情況下也需要MOS管承受反向電壓，尤其是在半橋和全橋拓撲中。不過在這些拓撲中驅動信號都有一個死區時間，這個死區時間是指從體二極管導通的時刻（儲存在變壓器漏感中的能量反饋到電網時）到它被施加反向電壓的時刻。死區使正向電流和反向電壓之間有延遲，所以MOS管的體二極管較弱的反向恢復特性對開關電源的拓撲是沒什么影響的。

然而，如果一個全新的電路拓撲需要MOS管承受反向電壓，則必須在漏極串聯一個阻斷二極管VD₁（見圖2-8）。由于體二極管的存在，對于電動機驅動電路或具有電感負載的電路可能會存在反向電流流過MOS管體二極管的問題。高頻諧振電路拓撲通常要求開關管必須能在承受正向電流以后立即承受反向電壓。這種情況可以利用如圖2-8所示的電路來解決。圖中的二極管VD₁用來阻止反向電流流過MOS管中的體二極管，快速反向恢復二極管VD₂用來為反向電流提供通路。

二、MOS管并聯工作、雙向導通特性和MOS管的損耗

1.MOS管并聯工作

MOS管并聯工作時，需要考慮兩個問題：①滿載情況下，并聯器件完全導通時的靜態電流分配是否均衡；②通斷轉換過程中，它們的動態電流是否分配均衡。靜態電流分配不均衡是由并聯器件的導通電阻R_on不相等引起的。R_on較低的器件分擔了比平均值更大的電流，這就像一組并聯電阻，阻值最小的電阻分擔了更多的電流。MOS管在并聯情況下，無論是靜態還是動態情況，如果一個MOS管分擔了更多的不均衡的電流，發熱將會更嚴重，很容易被損壞或者造成長期的可靠性隱患。

前面已解釋過，因為MOS管的R_on具有正溫度系數，所以MOS管不會發生二次擊穿。如果芯片中的一小部分區域吸收了更多的電流，則這個區域將發熱得更嚴重一些，R_on就會隨之增大，于是部分電流就會轉移到相鄰區域，電流密度得到平衡。一定范圍內這個機制也適用于并聯的分立MOS管。但是僅僅靠自身的調節機制不足以降低較熱器件的工作溫度，這是因為，R_on的正溫度系數并不是很大，需要較大的器件溫差才能轉移較大的過多電流。然而如果器件之間的溫差太大，那么較熱器件的溫度就會很高，這將降低器件的可靠性，必須避免這種情況發生。這個自調節機制對于單個芯片內的效果較好，這是因為芯片內的所有區域都存在熱耦合。而在分立MOS管情況下，因為各個器件外殼獨立而只是共用散熱器，甚至連散熱器也是獨立的，其間的熱耦合非常弱，所以這種自調節機制的效果不甚理想。

為了提高靜態電流的均衡程度，具有獨立外殼的MOS管并聯工作時應共用同一個散熱片，而且應當盡可能靠近。現在很多廠家都提供這種多個MOS管封裝在一起且共用一個襯底和一個散熱器的產品。如果只能使用獨立封裝的MOS管，而且距離較遠不能共用同一個散熱器，那么就需要嚴格匹配并聯器件的R_on才可能保證電流均衡。

對于動態均流而言，并聯器件的跨導曲線必須重合。如果所有并聯工作器件的柵極在同一時刻具有相等的電壓，而跨導曲線不重合，那無論是導通狀態還是關斷狀態，各個器件漏極在同一時刻都會承擔不同的電流。對于并聯器件的選配，柵極閾值電壓的匹配就沒那么重要。如果使用n個器件并聯承擔總電流I_t，即使柵極閾值電壓存在較大的失配，在同樣的柵極電壓下，這些器件也將匹配并分擔盡可能相同的電流I_t/n。

對稱的電路設計對均衡動態電流也是很重要的因素（見圖2-9）。從柵極驅動器共同的輸出點到柵極端子的引線長度應該相等。從MOS管源極端子到共同節點的引線也應相等，而且這個共同節點應當盡可能地置于地線的同一節點上。地線節點應該和輔助電源的地線等電位，而且它們之間的連線應當盡量短。最后，為防止并聯的MOS管發生振蕩，需要在柵極驅動線路上串聯10～20Ω的電阻或鐵氧體磁珠。

2.雙向導通特性

由上述對MOS管的工作原理分析可知，當柵極電壓V_GS大于開啟電壓V_TH時，漏極和源極之間形成N型溝道，由于N型溝道的電阻很小，故在漏源正電壓V_DS的作用下，電子從源極流向漏極，或者說，正電荷從漏極流向源極，這就是被普遍利用的MOS管正向導電特性。事實上，柵極電壓V_GS的作用僅僅是形成漏極和源極之間的N型導電溝道，而N型導電溝道相當于一個無極性的等效電阻。因而從理論上分析，若改變漏源極的電壓極性，即漏源極間加上反向電壓，電子會反向從漏極流向源極，正電荷將從源極流向漏極，實現MOS管反向導電特性。由此可知，MOS管實際上是一個雙向導電器件，只是在以往的應用中極少利用到它的反向導電特性，從而形成了MOS管只能單向導電的一般概念［4］。

為了證明MOS管的雙向導電能力，建立如圖2-10所示的實驗電路［2］。MOS管采用IRF044，MOS管漏源間施加的電壓V_in是頻率為1kHz、正向峰值電壓為2V、反向峰值電壓為-2V的交流方波電壓，以觀察MOS管正反向導電特性。在圖2-10a中，無柵極驅動電壓，MOS管的反向體內二極管可以導電。在圖2-10b中，柵極驅動電壓為8V，MOS管導電。

圖2-11為柵極驅動電壓為0時的仿真和實驗波形。從圖2-11a中可見，在V_in的正半周，MOS管及其體二極管均截止，電流無法流通，漏源間電壓為正向峰值電壓2V。在V_in的負半周，-2V反向峰值電壓高于MOS管反向體二極管的正向導電壓降V_th(BD)，電流流經體二極管和負載電阻R₁，漏源間電壓等于體二極管的正向導通電壓降0.74V。從圖2-11中可看出，仿真和實驗結果完全吻合。

柵極驅動電壓為8V時，MOS管的雙向導電仿真和實驗波形如圖2-12所示。從圖中可知，在V_in的正半周，MOS管導通，正向電流從漏極流向源極，此時漏源極電壓為正值；在V_in負半周，MOS管也導通，反向電流從源極流向漏極，此時的漏源極電壓為負值。查IRF044的數據手冊得R_DS(on)只有26.5mΩ，仿真得出漏源極電壓的幅值絕對值約為28.5mV，與實驗波形得到的結果基本一致，這說明此時漏源極電壓非常低。實驗和仿真結果證明了MOS管的雙向導電能力。

3.MOS管的導通損耗和開關損耗

MOS管用于開關電源拓撲中工作時產生的損耗分為開關損耗和導通損耗。開關損耗為MOS管從導通（關斷）轉換為關斷（導通）時的所有損耗。開關頻率越高，開關每秒鐘轉換狀態的次數就越多，因此開關損耗與開關頻率成正比。MOS管開關時的電壓和電流波形如圖2-13所示。由圖可知，開關轉換的過程中存在電壓-電流交疊，使得電壓和電流的乘積不為零。而其導通時的壓降多數情況下不接近零。導通壓降最高的例子之一為Topswitch，一種用于中等功率離線式反激電源的集成開關電路，其導通壓降超過15V，致使芯片工作時電流和溫度超過額定值。一般情況下，當電感電流完全從二極管轉移到開關后，電壓和電流乘積仍然很大，這個損耗即為開關損耗的導通損耗P_cond。它與交越損耗相當，甚至可能比其更顯著。

與交越損耗不同，導通損耗與頻率無關，它與占空比有關。例如，假設占空比為0.6，在一個可測時間間隔內，如1s，開關導通時間為0.6s，而導通損耗僅在開關導通階段產生，此時應為α×0.6，其中為α為對應常數；若假設頻率加倍，1s內開關導通的時間仍為0.6s，即導通損耗仍為α×0.6。假設占空比為0.4（頻率可同時加倍），導通損耗同時減為α×0.4。可見，導通損耗只取決于占空比而與頻率無關。

那么，會提出一個問題：為什么開關損耗與頻率有關而導通損耗與頻率無關呢？原因在于導通損耗與變換器處理能量的時間一致，因此若應用條件不改變（占空比，輸入和輸出電壓確定)，則導通損耗就不變。

計算MOS管的導通損耗的簡單公式為：

式中，R_DS為MOS管的通態電阻；I_RMS為開關電流的有效值，它等于

式中，I_o為DC-DC變換器的負載電流；D為占空比。假設電流紋波比很小，則開關電流有效值近似為：

式中，I_DC為平均電流；I_RMS為開關電流的有效值。

減少導通損耗的方法是選擇低通態電阻R_DS的MOS管，但試圖降低MOS管的通態電阻R_DS會影響其開關速度。雖然提高柵極驅動電壓，可以降低通態電阻R_DS，但是在MOS管關斷時，會增加關斷延遲時間，從而增加交越損耗。

三、MOS管的柵極驅動電路和保護電路

1.MOS管的柵極驅動電路

MOS管是通過柵極電壓來控制漏極電流的，具有器件驅動功率小、驅動電路簡單、開關速度快、工作頻率高等特點。

對柵極驅動電路的要求：

① 向柵極提供所需要的柵壓，以保證MOS管的可靠導通和關斷。

② 為了提高器件的開關速度，應減小驅動電路的輸入電阻以提高柵極充放電速度。

③ 通常要求主電路與控制電路之間要采用電氣隔離。

④ 應具有較強的抗干擾能力，這是因為MOS管的工作頻率和輸入阻抗都較高，易被干擾的緣故。

根據實際電路中的應用，MOS管的柵極驅動電路大致分為以下三類：

（1）直接驅動電路

當PWM控制芯片與拓撲結構中的MOS管共地時，PWM信號可以直接驅動MOS管，其電路如圖2-14a所示。圖中電阻R₁的作用是限流和抑制寄生振蕩，一般為10～100Ω，R₂為關斷時提供放電回路；穩壓二極管VD₁和VD₂是保護MOS管的柵源極不被擊穿而造成永久性的破壞；二極管VD₃用來加速MOS管的關斷。

（2）互補晶體管驅動電路

當MOS管的功率很大時，PWM控制芯片輸出的PWM信號不足以驅動MOS管，這時可以增加互補晶體管來提供較大的驅動電流以驅動MOS管，其驅動電路如圖2-14b所示。

當V_p為高電平時，晶體管VT₁導通，V_CC通過R₁和R₃給MOS管VF提供驅動電壓；當V_p為低電平時，晶體管VT₂導通，VF的柵極電壓通過VD₃和VT₂放電。電阻R₁和R₃的作用是限流和抑制寄生振蕩，一般為10～100Ω，R₂為關斷時提供放電回路；二極管VD₃用來加速MOS的關斷。

（3）耦合驅動電路（利用驅動變壓器耦合）

當驅動信號和拓撲結構中的MOS管不共地或者MOS管的源極為浮地的情況下，比如Buck變換器、雙管正激變換器、半橋變換器和全橋變換器等中的MOS管，則可利用變壓器實現耦合驅動，電路如圖2-14c所示。驅動變壓器的作用：①解決MOS管浮地的問題；②解決MOS管與驅動信號不共地的問題；③減少干擾。

2.MOS管的保護電路

雖然MOS管沒有二次擊穿現象，具有比較大的直流和脈沖安全工作區，但在很多場合下，為確保MOS管能更安全可靠地工作，還要采取一些保護措施，保護電路如圖2-15所示。圖中的R₃、VT₁起過電流保護的作用，R₄、C₁用于吸收電壓尖峰，以免MOS管被擊穿。

四、MOS管的封裝及主要供應商

1.MOS管的封裝

MOS管的封裝類型很多，主要有以下12種：

2.MOS管的主要供應商

MOS管的主要供應商主要有以下幾家公司：

① 安森美半導體有限公司（onsemi.cn）；

② 賽意法半導體有限公司（st.com）；

③ 威世公司（vishay.com）；

④ 英飛凌半導體有限公司（infineon.com）；

⑤ 國際整流器公司（irf.com）；

⑥ IXYS半導體有限公司（ixys.com）；

⑦ 瑞薩電子公司（renesas.com）。