2.3 柔性直流換流閥拓撲結構

2.3.1 拓撲結構總述

1.半橋型模塊化多電平換流器

2001年，德國Bundeswehr Munich大學的R.Marquardt和A.Lesnicar提出了模塊化多電平換流器（Modular Multilevel Converter，MMC）拓撲結構。MMC采用功率模塊串聯的方式構造換流閥，避免了大量器件的串聯使用，降低了對器件開關動作一致性的要求。同時，特殊的調制方法決定了其可以在較低的開關頻率（150～300Hz）下獲得很高的等效開關頻率，隨著電平數的升高，輸出波形接近正弦，可以省去交流濾波器。MMC巧妙的結構設計避開了兩電平柔性直流輸電需要器件串聯、損耗高等主要缺陷，迅速受到工程和學術界的廣泛關注。基于半橋功率模塊的MMC已廣泛應用于柔性直流輸電領域并展現出明顯的技術優勢，世界上首個應用MMC技術的VSC-HVDC工程Trans BayCable于2010年3月在美國正式投運，世界首個高壓大容量多端柔性直流輸電工程——南澳多端柔性直流輸電示范工程已于2013年12月投入運行，世界電壓等級最高、容量最大的魯西背靠背異步聯網工程于2016年8月29日正式投運，柔性直流單元電壓等級為±350kV，輸送容量為1000MW。截至目前，世界上在建的或者規劃的柔性直流輸電工程基本上都采用模塊化多電平結構。

半橋型MMC的拓撲結構如圖2.6所示。當直流線路發生故障后，半橋型MMC換流閥的暫態電流發展分為兩個階段，即IGBT閉鎖前和閉鎖后。

IGBT閉鎖前，換流閥等效電路如圖2.7所示。在該階段，功率模塊通過導通的IGBT（圖2.7中加圈的IGBT符號）向短路故障點放電，該放電電流上升率非常高，使換流閥橋臂電流在數微秒內即可超過IGBT的最大可重復關斷電流，因此一般需要盡快閉鎖換流閥，以確保IGBT能可靠關斷，避免換流閥受損。

IGBT閉鎖后的換流閥等效電路如圖2.8所示。在該階段，交流系統、功率模塊反并聯二極管、直流短路故障點構成通路（如圖中加粗實線所示路徑）。在該階段，反并聯二極管（圖2.8中加圈的二極管）不但需要承受較大的短路電流應力，峰值一般達到十幾千安，還必須具備承受足夠的I²t能力。因此，該二極管均需要予以特殊設計，現有工程一般采用輔助晶閘管進行分流，或者增大該二極管的通流能力。

由于半橋型MMC在換流閥閉鎖之后，交流系統依然可以通過反并聯二極管向故障點饋入短路電流，因此必須跳開交流斷路器來隔離交流電源和故障點之間的電氣聯系，以實現直流故障的清除和故障點絕緣恢復。在故障清除后的直流系統重啟階段，需要經歷交流斷路器合閘充電、啟動電阻退出、換流閥解鎖等階段，時間較長，一般需要數分鐘甚至幾十分鐘。

2.橋臂交替導通多電平換流器

橋臂交替導通多電平換流器（Alternate-Arm Multilevel Converter，AAMC），主要由IGBT串聯組成的導通開關和全橋功率模塊級聯而成的整形電路兩部分構成。根據整形電路和導通開關的具體布置形式不同，AAMC又可分為兩種不同的形式。

第一種形式（AAMC-1）如圖2.9所示，全橋功率模塊和串聯IGBT共同構成一個橋臂；穩態運行時導通開關循環交替導通或關斷各個橋臂，通過投入或切除整形電路中的級聯功率模塊，使輸出交流電壓波形逼近所期望的正弦參考波。當直流側發生故障時，換流器可通過產生與交流側電壓方向相反的電壓以限制故障電流。

第二種形式（AAMC-2）如圖2.10所示。與AAMC-1類似，穩態運行時AAMC-2導通開關循環交替導通或關斷各個橋臂，通過投入或切除整形電路中的全橋功率模塊，使輸出交流電壓波形逼近所期望的正弦參考波。當所有導通開關均導通時，換流器將重構為星形聯結的STATCOM，可在直流故障期間向交流系統提供無功功率支持。關斷導通開關和級聯模塊內所有IGBT可以實現換流器閉鎖過程。因此AAMC-2具有三種工作模式，即正常運行模式、STATCOM模式和直流閉鎖模式。

AAMC僅有整形電路具備模塊化設計的特點。為了耐受直流電壓，導通開關需要多個IGBT器件串聯，需要解決IGBT間的均壓難題。此外，為了實現整形電路功率模塊電容的穩定控制，導通開關和整形電路需要相互協調配合運行，控制策略較為復雜。

3.全橋型模塊化多電平換流器

全橋型MMC的拓撲結構如圖2.11所示。與半橋型功率模塊相比，其最大的優勢在于運行更加靈活，可輸出負電平。全橋型MMC的直流電壓調節范圍更廣，能夠實現直流電壓在負的額定值和正的額定值之間連續平滑升降，可滿足遠距離直流輸電70%、80%甚至更低降電壓運行以及直流故障后的快速降電壓重啟需求。

在閉鎖狀態下，全橋型MMC的等效電路如圖2.12所示。以A、C相為例，此時無論在正向橋臂電流還是反向橋臂方向下，施加在二極管VD₁～VD₄陽陰極兩端的電壓為

ΔU_diode=U_{ac_peak}-2U_C

式中，U_{ac_peak}為交流線電壓的峰值；U_C為全橋型MMC每個橋臂所有功率模塊的電容電壓總和。在換流站主回路參數設計階段，一般滿足U_{ac_peak}小于0.866U_C，因此二極管VD₂和VD₃會由于承受反電壓而截止。正是由于這種特性，全橋型MMC具備直流故障自清除能力。

全橋型MMC利用自身的閉鎖特性，在閉鎖狀態下提供與交流電源電壓極性相反的反電動勢，促進直流故障電流的快速衰減。整個過程不需要跳開交流斷路器，沒有機械開關操作，因此故障清除速度較快。在直流系統重啟階段，重新解鎖換流器，逐步建立直流電壓，該過程也無須機械開關操作，因此可以實現快速重啟。

需要說明的是，由于全橋型MMC的直流電壓能夠在負的額定值和正的額定值之間連續平滑升降，因此全橋型MMC在保證其交流側輸出電壓能力的前提下，換流器直流側的電壓輸出特性基本可以做到和LCC換流器一致，實現柔性直流無閉鎖的直流故障清除和再啟動。

4.類全橋型模塊化多電平換流器

類全橋型MMC遵循了MMC的拓撲結構特點，其區別僅僅是功率模塊的拓撲結構有所改變。類全橋型MMC功率模塊的拓撲結構如圖2.13所示。與全橋功率模塊相比，類全橋功率模塊需要的IGBT數量少了1個，這帶來成本上的優勢。但是，由于配置上少了一個IGBT，類全橋型MMC無法輸出負電平，因此其直流電壓調節能力與半橋型MMC一致。在閉鎖模式下，類全橋功率模塊與全橋功率模塊等效電路一致，具有相同的故障清除能力。

需要說明的是，類全橋型MMC必須利用自身的閉鎖特性，在閉鎖狀態下提供與交流電源電壓極性相反的反電動勢，才能實現直流故障電流的快速衰減。在直流系統重啟階段，需要重新解鎖換流器，然后逐步建立直流電壓。

5.箝位雙子模塊型模塊化多電平換流器

箝位雙子模塊型MMC也遵循了MMC的拓撲結構，其區別僅僅是功率模塊的拓撲結構不同。箝位雙子模塊型MMC的功率模塊拓撲結構如圖2.14所示。在正常工作模式下，VT₅處于恒導通模式，此時箝位雙子模塊具有與半橋功率模塊相同的工作特性，只是其輸出是3個電平：0、+U_C、+2U_C。

圖2.15所示為箝位雙子模塊的閉鎖模式。與全橋功率模塊一樣，在換流器閉鎖模式下，無論故障電流方向如何，其對于閉鎖后的模塊電容而言都處于充電狀態。但是與全橋不同的是，正向橋臂電流下換流器提供的反電動勢是負向橋臂電流時的一半，這使得箝位雙子模塊型MMC的故障清除速度略慢于全橋型MMC。

在閉鎖狀態下，箝位雙子模塊型MMC的等效電路如圖2.16所示。以A、C相為例，在正向橋臂電流下，施加在二極管VD₁、VD₄、VD₆和VD₇陽陰極兩端的電壓為

ΔU_diode=U_{ac_peak}-2U_C

在負向橋臂電流下，施加在二極管VD₂、VD₃和VD₅陽陰極兩端的電壓為

ΔU_diode=U_{ac_peak}-4U_C

式中，U_{ac_peak}為交流線電壓的峰值；U_C為箝位雙子模塊型MMC每個橋臂所有功率模塊電容電壓總和的一半。在換流站主回路參數設計階段，一般滿足U_{ac_peak}小于1.732U_C，因此，無論正向橋臂電流還是反向橋臂電流，二極管VD₁～VD₇均會由于承受反電壓而截止。正是由于這種特性，箝位雙子模塊型MMC具備直流故障自清除能力。

需要說明的是，箝位雙子模塊型MMC也必須利用自身的閉鎖特性，在閉鎖狀態下提供與交流電源電壓極性相反的反電動勢，才能實現直流故障電流的快速衰減。在直流系統重啟階段，需要重新解鎖換流器，然后逐步建立直流電壓。

6.半電壓箝位型模塊化多電平換流器

半電壓箝位型MMC也遵循了MMC的拓撲結構，其功率模塊拓撲結構如圖2.17所示，其中C₁=C₂=2C_d，U_C1=U_C2=0.5U_C。正常運行時，VT₃始終開通，VD₄始終截止。VT₃和VD₃輪流導通，形成橋臂電流通路。在正常運行下，半電壓箝位功率模塊的工作方式與半橋功率模塊基本一致，其輸出是兩個電平：0和+U_C。

圖2.18所示為半電壓箝位功率模塊的閉鎖模式。與全橋功率模塊一樣，在換流器閉鎖模式下，無論故障電流方向如何，其對于閉鎖后的模塊電容而言都是充電。但是與全橋不同的是，正向橋臂電流下換流器提供的反電動勢是負向橋臂電流時的兩倍，這使得半電壓箝位型MMC的故障清除速度略慢于全橋型MMC。

在閉鎖狀態下，半電壓箝位型MMC的等效電路如圖2.19所示。以A、C相為例，在正向橋臂電流下，施加在二極管VD₁和VD₃陽陰極兩端的電壓為

ΔU_diode=U_{ac_peak}-2U_C

在負向橋臂電流下，施加在二極管VD₂和VD₄陽陰極兩端的電壓為

ΔU_diode=U_{ac_peak}-U_C

式中，U_{ac_peak}為交流線電壓的峰值；U_C為半電壓箝位型MMC每個橋臂所有功率模塊電容電壓總和。在換流站主回路參數設計階段，一般滿足U_{ac_peak}小于0.866U_C，因此，無論正向橋臂電流還是反向橋臂電流，二極管VD₁～VD₄均會由于承受反電壓而截止。正是由于這種特性，半電壓箝位型MMC具備直流故障自清除能力。

需要說明的是，半電壓箝位型MMC也必須利用自身的閉鎖特性，在閉鎖狀態下提供與交流電源電壓極性相反的反電動勢，才能實現直流故障電流的快速衰減。在直流系統重啟階段，需要重新解鎖換流器，然后逐步建立直流電壓。

在正常運行過程中，由于電容C₁和C₂串聯運行，因此半電壓箝位型MMC需要輔助均壓回路來實現功率模塊內部C₁和C₂的電壓平衡控制。這可以通過簡單的電阻均壓硬件電路來保證電壓均衡，無須設計電壓均衡控制策略。

7.混合型模塊化多電平換流器

混合型MMC也遵循了MMC的拓撲結構，其每一個橋臂的功率模塊都由一部分半橋功率模塊和一部分全橋功率模塊混聯而成，如圖2.20所示。

混合型MMC的直流故障清除能力、降電壓運行能力與全橋功率模塊的占比相關，全橋功率模塊占比越高，直流故障清除能力越好，降電壓運行能力越強。

全橋功率模塊的占比設計需要考慮以下約束條件：為滿足換流器實現直流線路故障自清除，全橋功率模塊占比不低于λ₁；在換流器直流電壓平滑調節過程中，半橋和全橋功率模塊能夠實現均壓，換流器可以保持穩定運行，此時全橋功率模塊占比不低于λ₂。全橋功率模塊的占比最終應該取λ₁和λ₂較大值。λ₁和λ₂可通過以下依據近似計算（m_N為換流器額定調制比，m_dc為降電壓運行值）：

根據上述依據，滿足直流故障自清除條件的全橋功率模塊最低占比與額定調制比正相關，m_N越大，所需全橋比例越高；在換流器特定的降電壓運行工況下，m_N越大，所需全橋比例越高。在換流站主參數設計階段，為了實現直流電壓的最大化利用，降低換流器輸出電壓和電流的諧波含量，需要將換流器的額定調制比設計在較高水平，一般為0.85～1。對于混合型MMC或者全橋型MMC，由于全橋功率模塊的負電平輸出能力，額定調制比還可以更高，實現過調制運行。假設額定調制比等于1，則根據上述依據，滿足直流故障自清除條件的全橋功率模塊最低占比的理論值為43.3%，考慮8%的冗余設計需求，建議全橋功率模塊的最終占比不低于49%。

對于單個閥組的在線投退、50%甚至更低的降電壓運行等技術需求，全橋功率模塊占比應滿足λ₂取值。假設額定調制比等于1，則根據上述依據，為了滿足半橋和全橋功率模塊的均壓控制，全橋功率模塊占比λ₂的理論值不應該低于75%。考慮系統電壓波動、冗余設計等需求，建議全橋功率模塊的最終占比不低于80%。

需要說明的是，混合型MMC的拓撲結構是非對稱的。在不控啟動階段的預充電過程中，半橋功率模塊的充電時間是全橋功率模塊的一半，其充電后的電壓值僅能達到全橋功率模塊的一半，因此半橋功率模塊的取能電源的最小直流電壓要求應該在設計時予以充分考慮。此外，在單閥組在線投入的工況下，混合型MMC換流閥直流側的隔離開關不能全部閉合。因為全部閉合會造成混合型MMC直流短路，導致半橋功率模塊無法順利預充電。

此外，半橋功率模塊和全橋功率模塊在實際工作中的損耗是不一樣的，功率器件的電流應力有所差異，其開關頻率也有所不同，因此其水冷回路應該差異化設計，以控制IGBT結溫在相同水平。

在運行維護方面，建議半橋和全橋功率模塊物理位置固定，備品備件各自按照相同比例配置，按相同類型更換。

8.二極管阻斷型模塊化多電平換流器

二極管阻斷型MMC與半橋型MMC的主要區別在于直流母線增加一組二極管閥，如圖2.21所示。在正常運行時，其運行特性與半橋型MMC完全一致。在發生直流故障時，由于二極管的單相導通性，該方案可以實現直流故障的清除，但是其直流功率只能單向傳輸。在換流閥技術要求方面，該方案與半橋型MMC一致。

9.直流斷路器

采用直流斷路器阻隔直流故障電流是近年來逐步發展起來的技術路線，其核心問題是高壓直流斷路器裝備。國內外有多家單位正在研究和開發機械式、混合式高壓直流斷路器。ABB公司于2011年提出了一種混合式高壓直流短路器的設計方案，目標電壓為320kV，目標電流為2kA，開斷電流時間為5ms，并造出了一臺80kV的樣機。國內目前已研制出能在3ms內開斷電流為25kA、電壓為535kV的混合式直流斷路器樣機，以及在3ms內開斷電流為25kA、電壓為535kV的機械式直流斷路器。在高壓直流輸電工程中，直流斷流器的拓撲結構、電壓等級、開斷能力等技術參數還有待進一步提高。

2.3.2 不同拓撲結構的技術特性對比

根據2.3.1節論述，技術可行的能夠應用于烏東德工程的柔性直流換流器拓撲結構主要有半橋型MMC、全橋型MMC、類全橋型MMC、箝位雙子模塊型MMC、半電壓箝位型MMC、混合型MMC和二極管阻斷型MMC。表2.4所示為不同拓撲結構的技術特性對比。

在直流線路故障自清除能力方面，除了半橋型MMC之外，其余拓撲結構均能夠阻斷交流系統和直流故障點的電流通路，起到自清除直流故障的作用，可以滿足烏東德工程遠距離架空線送電的要求。

在快速降電壓重啟動、降電壓運行方面，由于半橋功率模塊不具備輸出負向電壓的能力，二極管阻斷型MMC、類全橋型MMC、箝位雙子模塊型MMC和半電壓箝位型MMC的電壓調節范圍較小，換流站不具備單閥組在線投退能力。在廣東或者廣西側功率反送云南側的工況下，由于直流電壓需要反轉極性，而換流器本身不具備此功能，因此直流側需要安裝對應的倒接線開關。

對于全橋型MMC來說，其直流電壓可以在-1.0 p.u.～1.0 p.u.之間連續可調，換流器可以滿足單閥組在線投退的功能需求。在廣東或者廣西側功率反送云南側的工況下，由于換流器本身具備反轉直流電壓極性的功能，因此直流側不需要安裝對應的倒接線開關。

對于混合型MMC來說，其直流電壓可以在0～1.0 p.u.之間連續可調，換流器可以滿足單閥組在線投退的功能需求。此外，混合型MMC具備一定的直流電壓反轉能力。在廣東或者廣西側功率反送云南側的工況下，直流額定電壓與所采取方法有關：

1）如果在直流側增加對應的倒接線開關，則可以實現全電壓功率反送。

2）如果憑借換流器本身反轉直流電壓極性的能力，功率反送時直流電壓的額定值與全橋功率模塊的占比相關，具體如下：

50%比例時，無法實現；

60%比例時，-0.14 p.u.；

70%比例時，-0.35 p.u.；

80%比例時，-0.57 p.u.；

90%比例時，-0.78 p.u.；

100%比例時，-1.0 p.u.。

2.3.3 不同拓撲結構的經濟性對比

1.成本投資

對于一個特定的設計案例來說，不同拓撲結構的成本投資差異主要體現在換流閥上。功率模塊是換流閥的基本單元，它的形式決定了換流閥的成本。而在一個功率模塊中，IGBT器件及其驅動、二極管、直流電容器則占據主要成本。因此，對大型柔直輸電工程而言，不同拓撲結構的成本差異主要體現在所需要的IGBT及其驅動、二極管的數量上。

需要說明的是，對于半電壓箝位型MMC來說，IGBT VT₃通流需求與VT₁和VT₂一致，但是其耐壓需求僅為VT₁和VT₂的一半。當VT₁和VT₂選擇4500V的IGBT時，VT₃需選取3300V的IGBT；當VT₁和VT₂選擇3300V的IGBT時，VT₃需選取1700V的IGBT。在烏東德工程實例中，半電壓箝位型MMC的VT₁和VT₂需要選用4500V/3000A的IGBT，目前世界上ABB公司、東芝公司、Westcode公司均有成熟產品；VT₃選用3300V/3000A的IGBT即可，但是世界范圍內還未有成熟產品可供選擇，因此VT₃在現階段的具體實施中還需要選取4500 V/3000A的IGBT。如此一來，其成本將和類全橋型MMC一致。

表2.5所示為不同拓撲結構所需功率器件數量對比。以換流器的一個橋臂為單位進行對比，假設一個橋臂的輸出電平數為0～100。

根據表2.5，不同柔性直流拓撲結構的成本投資由低到高的順序為半橋型MMC、二極管阻斷型MMC、箝位雙子模塊型MMC、半電壓箝位型MMC、類全橋型MMC、混合型MMC（全橋80%）和全橋型MMC。

2.損耗水平

柔性直流換流閥的損耗主要分為導通損耗和開關損耗。導通損耗主要與IGBT的通流水平正相關；開關損耗主要與IGBT的開關頻率密切相關，開關頻率越高，開關損耗越高。MMC可以工作在較低開關頻率下，一般為100～300 Hz。根據本節的分析，從技術上講，混合型MMC和全橋型MMC的運行更加靈活，技術特性更符合烏東德工程應用需求。

2.3.4 結論

1）在直流線路故障清除方面，除半橋型MMC外，其余拓撲結構均滿足烏東德工程架空線輸電的要求。由于全橋型MMC在正向、反向電流方向下均能提供最大的反電動勢支撐，因此其直流線路故障清除速度最快。

2）為提高系統運行靈活性，與送端LCC降電壓運行、快速降電壓重啟、閥組投退功能等相互匹配，可以采用全橋型MMC、混合型MMC（全橋占比80%以上）。

3）綜合考慮技術經濟性，推薦烏東德工程優先采用混合型MMC，全橋功率模塊占比不低于80%；其次為全橋型MMC。