第3章　5G無線技術

3.1　多址技術

5G將是一個全球標準。其覆蓋的廣域性、傳輸的高速性、連接的海量性和應用的多樣性，使得空口技術必須具有相當的靈活性和應變能力。也就是說，5G的空中接口應該是一個標準，既多元又統一，可解決當代所有接入問題，靈活適配各種移動業務的無線信道，不管是自動駕駛要求的1ms低時延，還是3D全息影像擁有的Gbit/s超高速，或者是每平方公里幾十萬個物聯網傳感器的連接數，都能應付自如，真正做到“用無常道，事無軌度，動靜屈伸，唯變所適”，使移動通信系統傳統的網絡能力問題不復存在。

多址接入技術是解決多用戶進行信道復用的技術手段，是移動通信系統的基礎性傳輸方式，關系到系統容量、小區構成、頻譜和信道利用效率以及系統復雜性和部署成本，也關系到設備基帶處理能力、射頻性能和成本等工程問題。多址接入技術可以將信號維度按照時間、頻率或碼字分割為正交或者非正交的信道，分配給用戶使用。歷代移動通信系統都有其標志性的多址接入技術作為革新換代的標志。例如，1G的模擬頻分多址接入（FDMA）技術；2G的時分多址接入（TDMA）和頻分多址接入（FDMA）技術；3G的碼分多址接入（CDMA）技術；4G的正交頻分復用（OFDM）技術。1G到4G采用的都是正交多址接入技術。對于正交多址接入，用戶在發送端占用正交的無線資源，接收端易于使用線性接收機來進行多用戶檢測，復雜度較低，但系統容量會受限于可分割的正交資源數目。從單用戶信息論角度，LTE的單鏈路性能已接近點對點信道容量，提升空間十分有限。若從多用戶信息論角度，非正交多址技術還能進一步提高頻譜效率，也是逼近多用戶信道容量上界的有效手段。

與4G相比，5G網絡需要提供更高的頻譜頻率、更多的用戶連接數?？v觀歷史，1G到4G系統大都采用了正交的多址接入技術，如圖3.1所示。

面向5G，非正交多址接入（non-orthogonalmultiple access，NMA）技術日益受到產業界的重視。一方面，從單用戶信息論的角度，LTE系統的單鏈路性能已經非常接近點對點信道容量，因而單鏈路頻譜效率的提升空間已十分有限；另一方面，從多用戶信息論的角度，非正交多址接入技術不僅能進一步增強頻譜效率，也是逼近多用戶信道容量界的有效手段；此外，從系統設計的角度，非正交多址接入技術還可以增加有限資源下的用戶連接數。

5G必須在頻域、時域和空域等已用信號承載資源的基礎上，開辟或疊用其他資源，使得空中接口的無線信道具有足夠的信息傳輸承載能力。由日本DoCoMo公司提出的非正交多址接入（Non Orthogonal Multiple Access，NOMA）、中興公司提出的多用戶共享接入（Multi User Shared Access，MUSA）、華為公司提出的稀疏碼多址接入（Sparse Code Multiple Access，SCMA）、大唐公司提出的圖樣分割多址接入（Pattern Division Multiple Access，PDMA）等是典型的非正交多址接入技術，通過開發功率域、碼域等用戶信息承載資源的方法，極大地拓展了無線傳輸帶寬，使之成為5G多址接入技術的重要候選方案。

3.1.1　非正交多址技術的概念和優勢

空中接口承載用戶信息的無線資源主要有頻域、時域、空域、碼域和功率域。前3種有子載波正交、接入循環前綴和適當空間距離等成熟技術保證多用戶多址接入的獨立性。后兩種在多用戶信息區分方面只能通過串行干擾消除（Successive Interference Cancellation，SIC）技術保證。由于碼域和功率域無法保證疊加用戶的正交，在移動通信系統中但凡用到后兩種資源的都叫非正交多址接入技術。非正交多址接入是一種多資源混用技術，有5種資源同時應用的，也有3或4種資源應用的，技術難度各有不同，但理論上所有非正交多址接入技術都已達到了香農定理信道容量的極限。這說明非正交多址接入技術在滿足5G設計理念和技術要求等方面，具有強大的競爭優勢。

相比于正交多址技術，非正交多址技術能獲得頻譜效率的提升，且在不增加資源占用的前提下同時服務更多用戶。從網絡運營的角度，非正交多址具有以下3個方面的潛在優勢。

（1）應用場景較為廣泛。

非正交多址技術對站址、天面資源、頻段沒有額外的要求，潛在可應用于宏基站與微基站、接入鏈路與回傳鏈路、高頻段與低頻段。而且，終端和基站基帶處理能力的不斷增強將為非正交多址技術走向實際應用奠定堅實的基礎。

（2）性能具有頑健性。

非正交多址技術在接收端進行干擾刪除/多用戶檢測，因此僅接收端需要獲取相關信道信息，一方面減小了信道信息的反饋開銷，另一方面增強了信道信息的準確性，使其在實際系統中（特別是高速移動場景中）具有更加頑健的性能。

（3）適用于海量連接場景。

非正交多址可以顯著提升用戶連接數，因此適用于海量連接場景。特別地，基于上行SCMA非正交多址技術，可設計免調度的競爭隨機接入機制，從而降低海量小分組業務的接入時延和信令開銷，并支持更多且可動態變化的用戶數目。此時，有上行傳輸需求的每個用戶代表1個SCMA數據層，在免調度的情況下，直接向基站發送數據。同時，接收端通過多用戶盲檢測，判斷哪些用戶發送了上行數據，并解調出這些用戶的數據信息。

3.1.2　非正交多址接入系統模型和理論極限

由于通信系統的非對稱性，上下行系統模型存在顯著差別。上行通信系統是多點發送、單點接收，單用戶功率受限，同時發送的用戶數越多則總發送功率越高，發送端難以聯合處理而接收端可以聯合處理，相應的模型被作多接入信道（multiple access channel，MAC）；下行通信是單點發送、多點接收，總發送功率受限，同時接收的用戶數越多則分給單用戶的功率越少，發送端可以聯合處理而接收端難以聯合處理，相應的模型被稱作廣播信道（broadcast channel，BC）。由于系統模型和特點不同，上下行信道容量和最優傳輸策略也不相同。

1.上行多接入信道

上行高斯多接入信道的模型可以表示為。其中，xi（t）為信源Ui（i＝1，…，M）編碼后的發送信號，滿足E［xi（t）］≤Pi的功率約束，且多用戶占用相同的帶寬W；n（t）為加性高斯白噪聲，其雙邊功率譜密度為N0/2；y（t）為接收信號。高斯多接入信道的容量是已知的，表示為

其中，U?｛1，…，M｝U。

以2個用戶為例，基于式（3.1）可得到高斯多接入信道的容量，如圖3.2中的折線所示。除明確上行多接入信道的容量界之外，滿足容量的發送和接收策略也十分重要。在發送端，2個用戶在相同的資源上發送各自隨機編碼后的調制信息，并在空口進行直接疊加。在接收端，為了達到圖3.2中A、B兩拐點的容量，可以采用串行干擾刪除（Successive Interference Cancellation，SIC）接收機，即先將用戶1（或用戶2）的符號當作干擾，譯碼用戶2（或用戶1）的符號；然后刪除用戶2（或用戶1）的符號，再譯碼用戶1（或用戶2）的符號。然而基于SIC的策略不能直接達到線段AB（不包含A點和B點）上的容量。若要達到線段AB上的容量，可通過在A點和B點間進行正交復用或者在接收端采用多用戶聯合最大似然譯碼的方式實現。

圖3.2中的U點和V點分別代表用戶1和用戶2獨占所有資源時的信道容量。對于時分多址正交系統，假設2個用戶在時間T內分別占用T1、T2的時間傳輸，且在各自傳輸的時間里滿足E［xi2（t）］≤Pi的功率約束，則信道容量為

對于頻分多址正交系統，假設2個用戶占用的帶寬分別為W1、W2，且2個用戶在各自頻帶內的信號功率譜密度與單用戶獨占帶寬W時相同，則信道容量為

在此約束下，時分多址和頻分多址正交的容量均如圖3.2中的虛線所示。

進一步考慮借功率場景下的正交多址系統，即在時分多址時將功率約束放寬為，則用戶i在傳輸時間Ti內，功率可提升至E［xi2（t）］≤Pi T/Ti，?t∈Ti；類似地，在頻分多址中，允許用戶i在帶寬Wi內發射全部的功率。這時時分多址和頻分多址的信道容量分別為：

可以看到，在借功率場景下，時分正交多址和頻分正交多址的容量均如圖3.2中的弧線所示。可借功率的正交多址系統可以在C點達到多接入信道的和容量。然而，當2個用戶的功率不對等（存在遠近效應）時，如圖3.3所示，雖然可借功率正交接入的C點和容量與多接入信道的A點和容量相等，但是C點所對應的R1?R2，用戶間公平性較差。

LTE采用正交多址接入技術，而且還要考慮實際系統和小區間干擾等因素，上行信道不采用借功率方案，因而僅能達到圖3.2中虛線所表示的信道容量。若在5G系統中引入非正交多址接入技術，理論上頻譜效率將有顯著的提升空間。另一方面，雖然從上行多接入信道的角度，最優的發送策略是所有用戶同時滿功率發送，然而，實際的蜂窩通信系統是個復雜的干擾信道，且干擾不能完全消除，更多用戶的同時發送將給相鄰小區帶來無法完全消除的干擾。因此，對于較多用戶同時發送時的實際性能，還需要考慮系統設計和工程約束，并進行全面的評估與優化。

2.下行廣播信道

下行高斯廣播信道的模型可表示為y（t）＝x（t）+ni（t）（i＝1，…，M）。其中，x（t）為M個信源Ui聯合編碼后的發送信號，滿足E［x2（t）］≤P的功率約束，帶寬為W；ni（t）為第i個用戶的加性高斯白噪聲，其雙邊功率譜密度為Ni/2。在高斯廣播信道中，多用戶的信道質量可以排序，不失一般性假設N1≤…≤Nj≤…≤Ni≤…≤NM。因此，若一個用戶i可以正確譯碼自身的信息，則信道質量優于用戶i的其他任意用戶j也能正確譯碼用戶i的信息。因此，高斯廣播信道是一種退化廣播信道，其容量是已知的，可表示為

其中，αi是分配給用戶i的功率比例，滿足。

對于一般的退化廣播信道，可以采用疊加編碼（Superposition Code，SC）達到信道容量。而對于高斯廣播信道，可通過發送端信號的直接疊加和接收端的串行干擾刪除接收機來達到信道容量，具體地：給任意用戶i分配一定的功率αi P；在譯碼時，將信道質量好于用戶i的用戶j（Nj＜Ni）信息當作干擾，同時對信道質量差于用戶i的用戶k（Nk＞Ni）信息譯碼并刪除。

以2個用戶為例，考慮不同的功率分配因子，基于式（3.6）可得到高斯廣播信道的容量，如圖3.4中的實線所示。下行正交多址的容量與上行正交多址的容量類似，如圖3.4中的虛線所示。由于下行多用戶的總功率受限，因此沒有借功率的場景。

通過式（3.6）可以看到，如果沒有遠近效應，也就是所有用戶的噪聲方差相同，則在下行高斯廣播信道下，非正交多址的容量與正交多址的容量相同；如果追求和容量最大的準則，則最優的策略是將所有功率分配給信道質量最好的用戶，即圖3.4中的A點。因此，在存在遠近效應且考慮多用戶公平性的實際場景中，非正交多址的理論容量優于正交多址，且能達到高斯廣播容量限。

3.1.3　串行干擾消除SIC技術

為了滿足5G系統的高頻譜效率和高連接數目的需求，采用多個用戶在相同資源單元上重疊發送的非正交多址接入方式很有必要，而這種接入技術的使用也完全是因為相關器件和非線性檢測技術發展到了一定的水平，尤其是理論上基于SIC的非線性多用戶檢測，無論上行還是下行都能保證信道容量達到最佳。另外，在SIC檢測方式中，因多用戶處于不同的檢測層，為了保證多用戶在接收端檢測后能夠獲得一致的等效分集度，就需要在發送端為多用戶設計一致的等效分集度，而發送分集度的構造方式，可以在功率、空間、編碼等多種信號域進行?？梢姡琒IC技術在非正交多址接入方式中的重要性。

SIC技術是非正交多址接入方式接收端必備的技術，是一種針對多用戶接收機的低復雜度算法。該技術可以順次地從多用戶接收信號中恢復出用戶數據。在常規匹配濾波器（Matched Filter，MF）中，每一級都提供一個用于再生接收到的來自用戶信號的用戶源估計，適當地選擇延遲、幅度和相位，并使用相應的擴頻序列對檢測到的數據比特進行重新調制，從原始接收信號中減去重新調制的信號（即干擾消除），將得到的差值作為下一級輸入，在這種多級結構中，這一過程重復進行，直到將所有用戶全部解調出來，SIC接收機利用串聯方法可以方便地消除同頻同時用戶間的干擾。

圖3.5為串行干擾消除檢測器SIC接收機的原理結構框圖，由n個用戶信號排序模塊和n級干擾消除模塊組成。其中，每級干擾消除模塊包括用戶匹配濾波器、MF監測器和再生器三部分，再生器又包括多個功能。當接收天線將通過無線信道傳輸的包括多個用戶信息和噪聲的傳輸信號發送給SIC接收機時，SIC接收機首先通過用戶信號排序功能模塊將多用戶信號按功率強弱依次排序，其次SIC接收機再通過多級干擾消除模塊，從強信號到弱信號依次進行干擾消除。

如第1級干擾消除功能的主要步驟為：

（1）用戶1匹配濾波器將多用戶信號r（t）中功率最強的用戶信號y1過濾出來；

（2）傳統的MF監測器對y1做出正確判決，最后檢測出用戶信號bl；

（3）再生器根據用戶1信號b1、估計幅度al、估計定時t1和擴頻序列sl等再生出用戶1的時域估計值gl；

（4）再生器從多用戶信號r（t）中減去時域估計g1，生成新的已清除用戶1信號干擾的信號r1（t）給第2級。

可以看出，第1級干擾消除模塊已經檢索出了信號強度最大的用戶信號b1，由于b1是r（t）中功率最大的信號，具有最大信噪比（Signal to Noise Ratio，SNR），很容易被第1級干擾消除模塊檢索。第2級干擾消除模塊在收到第1級送來的已經清除用戶1信號干擾的r1（t）多用戶信號后，又重復第1級干擾消除模塊的工作，同樣檢索出強度最大的用戶2信號b2，并再生出已經清除用戶2信號干擾的r2（t）多用戶信號發給第3級。如此重復操作，直到將n個多用戶信號b1、b2、…、b n全部分離出來。因為每1級都將該級用戶信號作為干擾消除，再生器中估計并消除的是收到的能量最強的用戶信號，而能量最強的信號是最容易被檢測到的，所以SIC接收機能很方便地檢測出所有用戶信號。

在SIC接收機中，第1個用戶信號的檢測并不能從這種干擾消除算法中獲益，但因為它是最強的信號，所以將它放在最前面進行檢測也是最精確的。弱信號可以從這種干擾消除算法中獲得最大好處。因此，接收信號必須按功率的大小由強到弱進行排序。SIC技術是消除多址干擾最簡單、最直觀的方法之一，性能上比傳統檢測器有較大提高，結構簡單、實現容易，適合5G系統的設計要求，但因運算復雜度與用戶數呈線性關系，同一資源單元上疊加的用戶數不能太多。SIC接收機還存在每一級干擾消除都會帶入一個比特的延遲、用戶功率發生變化時系統需要重新排序、若初始信號比特估計不可靠則會對后級檢測產生極大影響等缺點。

3.1.4　功率域非正交多址接入

功率域非正交多址接入（Power-domain Non-orthogonal Multiple Access，PNMA）是指在發送端將多個用戶的信號在功率域進行直接疊加，接收端通過串行干擾刪除，區分不同用戶的信號。以下行2個用戶為例，圖3.6示出了PNMA方案的發送端和接收端信號處理流程。

基站發送端：小區中心的用戶1和小區邊緣的用戶2占用相同的時/頻/空資源，二者的信號在功率域進行疊加。其中，用戶1的信道條件較好，分得較低的功率；用戶2的信道條件較差，分得較高的功率。

用戶1接收端：考慮到分給用戶1的功率低于用戶2，若想正確地譯碼用戶1的有用信號，則必須先解調/譯碼并重構用戶2的信號，然后進行刪除，進而在較好的SNR條件下譯碼用戶1的信號。

用戶2接收端：雖然在用戶2的接收信號中存在傳輸給用戶1的信號干擾，但這部分干擾功率低于有用信號/小區間干擾，不會對用戶2帶來明顯的性能影響，因此可直接譯碼得到用戶2的有用信號。

上行PNMA的收發信號處理與下行基本對稱，疊加的多用戶信號在基站接收端通過干擾刪除進行區分。其中，對于先譯碼的用戶信號，需要將其他共調度的用戶信號當成干擾。此外，在系統設計方面，上行、下行也有一定的差別。

NOMA是典型的僅有功率域應用的非正交多址接入技術，也是所有非正交多址接入技術中最簡單的一種。由于NOMA采用的是多個用戶信號功率域的簡單線性疊加，對現有其他成熟的多址技術和移動通信標準的影響不大，甚至可以與4G正交頻分多址技術（Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA）簡單地結合。在4G LTE系統多址接入技術中，每個時域頻域資源單元只對應一個用戶信號，由于時域和頻域各自采用了正交處理方案，所以確定了資源單元就確定了用戶信號，確定了通信用戶，即4G消除用戶信號間干擾是通過頻域子載波正交和時域符號前插入循環前綴實現的。在NOMA技術中，雖然時域頻域資源單元對應的時域和頻域可能同樣采取正交方案，但因每個資源單元承載著非正交的多個用戶信號，要區別同一資源單元中的不同用戶，只能采用其他技術。

圖3.7為NOMA系統下行鏈路發收端的信號處理流程?；局忻總€時域頻域資源單元都承載了n個用戶信號。為了區分這些用戶信號，基站根據各登錄用戶上報的終端與基站間反映各用戶信號傳輸中信道條件的相關信息，為這些用戶發射的下行信號賦予強度不同的發射功率值，信道條件好的用戶信號的下行發射功率弱，信道條件差的用戶信號的下行發射功率強，從而使得終端設備接收到的信號強度和SNR恰好相反，信道條件差的終端接收到信號的強度和SNR高，信道條件好的終端接收到的信號強度和SNR低。根據SIC接收機原理，終端接收到n個用戶信號后，按照先強后弱的順序，可以方便、簡單、正確地逐次檢索出所有用戶信號。

設在基站某扇區內有3個用戶UE1、UE2、UE3，它們的信道響應分別為hl、h2、h3，信道對應的信噪比分別為20dB、10dB、0。顯然，hl的信道質量最好、增益最高，因而SNR最大；h2的信道質量中等；h3的信道質量最差。下面根據NOMA原理來分析NOMA下行鏈路中基站和終端側的基本工作過程。

基站側：基站在對用戶信號進行下行發射功率復用時，由于三用戶與基站的信道質量不同，系統根據各自不同的SNR和相關算法分配給UE1的發射信號功率最弱，UE2的發射信號功率中等，UE3的發射信號功率最強。

UE1側：當發射功率強度不同的3個用戶信號同時進入UE1的SIC接收機時，由于強度高的信號最易被SIC接收機感知，若想正確解調出UE1信號，終端必先逐次對UE3和UE2信號解碼、重構、刪除干擾，并由終端UE1根據相關算法不斷評估、比較UE1信道，在得到最好的SNR后，最后解碼UE1信號并發送到下一級。

UE2側：當發射功率強度不同的3個用戶信號同時進入UE2的SIC接收機時，終端同樣先對UE3信號進行解碼、重構、刪除干擾，并由終端UE2根據相關算法不斷評估、比較UE2信道，由于UE2發射信號較強，在對UE3處理后，終端就能得到最大的SNR，所以終端將直接解碼UE2信號并發送到下一級。

UE3側：當發射功率強度不同的3個用戶信號同時進入UE3的SIC接收機時，由于基站發送給UE3的信號強度最高，包括發給UE1、UE2的信號和其他干擾信號在內的所有信號都將受到壓抑，信道的SNR很大，所以終端不需要其他處理，直接對UE3信號解碼后送到下一級處理。

NOMA技術的發送端和接收端的處理過程簡單直觀、易于實現，是其最大的優點。

3.1.5　碼域非正交多址接入

碼域非正交多址接入（Code-domain Non-orthogonal Multiple Access）技術是指多個數據層通過碼域擴頻和非正交疊加后，在相同的時頻空資源里發送。這多個數據層可以來自一個或多個用戶。接收端通過線性解擴頻碼和干擾刪除操作來分離各用戶的信息。擴頻碼字的設計直接影響此方案的性能和接收機的復雜度是十分重要的因素。

1.多用戶共享接入技術（MUSA）

MUSA是典型的碼域非正交多址接入技術。相比NOMA，MUSA的技術性更高，編碼更復雜。與NOMA技術相反的是，MUSA技術主要應用于上行鏈路。在上行鏈路中，MUSA技術充分利用終端用戶因距基站遠近而引起的發射功率的差異，在發射端使用非正交復數擴頻序列編碼對用戶信息進行調制，在接收端使用串行干擾消除算法的SIC技術濾除干擾，恢復每個用戶的通信信息。在MUSA技術中，多用戶可以共享復用相同的時域、頻域和空域，在每個時域頻域資源單元上，MUSA通過對用戶信息擴頻編碼，可以顯著提升系統的資源復用能力。理論表明，MUSA算法可以將無線接入網絡的過載能力提升300%以上，可以更好地服務5G時代的萬物互聯。

圖3.8為MUSA系統上行鏈路發收端的信號處理流程。在終端，MUSA為每個用戶分配一個碼序列，再將用戶數據調制符號與對應的碼序列通過相關算法使之形成可以發送的新的用戶信號，然后由系統將用戶信號分配到同一時域頻域資源單元上，通過天線空中信道發送出去，這中間將受到信道響應h n和噪聲影響，最后由基站天線接收到包括用戶信號、信道響應和噪聲在內的接收信號。在接收端，MUSA先將所有收到的信號根據相關技術按時域、頻域和空域分類，然后將同一時域、頻域和空域的所有用戶按SIC技術分開，由于這些信號存在同頻同時用戶間干擾，所以系統必須根據信道響應和各用戶對應的擴展序列，才能從同頻同時同空域中分離出所有用戶信號。

設在基站同一小區，同一時域、頻域和空域上有3個用戶調制符號：用戶1為“1010”、用戶2為“1011”、用戶3為“1001?；靖鶕^用戶登錄信息，首先為在相同資源單元上的每個用戶設置一個碼序列：用戶1為“100”、用戶2為“110”、用戶3為“111”。若MUSA對終端用戶調制符號與用戶碼序列的算法定義為：每個用戶調制符號位都與對應用戶碼序列異或操作，則操作后新生的用戶發送信號為：用戶1是“101100101100”、用戶2是“111110111111”、用戶3是“110111111110”。這3個用戶發送信號經過各自的信道響應hl、h2和h3及噪聲影響后，被基站天線接收，并送到SIC接收機，SIC再根據3用戶各自的信道估計和碼序列分別解調出它們的調制符號。

MUSA技術為每個用戶分配的不同碼序列對正交性沒有要求，在本質上起到了擴頻效果。所以，MUSA實際上是一種擴頻技術，如上例中每比特信號擴頻成3比特信號。需要指出的是，MUSA碼序列實際上是一種低互相關性復數域星座式短序列多元碼，當用戶信道條件不同時，可以在一個相對寬松的環境下確定碼序列，既能保證有較大的系統容量，又能保證各用戶的均衡性，可以讓系統在同一時頻資源上支持數倍于用戶數量的高可靠接入量，以簡化海量接入中的資源調度，縮短海量接入的時間。所以，MUSA技術具有實現難度較低、系統復雜度可控、支持大量用戶接入、原則上不需要同步和提升終端電池壽命等5G系統需求的特點，非常適合物聯網應用。

總之，MUSA技術具有技術簡單、實現難度較小、多址接入量大等優點。

2.稀疏碼多址接入技術（SCMA）

低密碼（Low Density Signature，LDS）是碼域擴頻非正交技術的一種特殊實現方式。LDS擴頻碼字中有一部分零元素，因此碼字具有稀疏性。這種稀疏性使接收端可以采用較低復雜度的消息傳遞算法（Message Passing Algorithm，MPA），并通過多用戶聯合迭代，實現近似多用戶最大似然的譯碼性能。

進一步，若將LDS方案中的QAM調制器和線性稀疏擴頻兩個模塊結合進行聯合優化，即直接將數據比特映射為復數稀疏向量（即碼字），則形成了稀疏碼多址（Sparse Code Multiple Access，SCMA）方案，如圖3.9所示。稀疏碼多址是一種基于碼本的、頻譜效率接近最優化的非正交多址接入技術，如圖3.10所示。SCMA編碼器在預定義的碼本集合中為每個數據層（或用戶）選擇一個碼本；然后基于所選擇的碼本，信道編碼后的數據比特將直接映射到相應的碼字中；最后將多個數據層（或用戶）的碼字進行非正交疊加。

SCMA工作原理與MUSA基本相同。發送端將來自一個或多個用戶的多個數據層，通過碼域擴頻和非正交疊加在同一時頻資源單元中發送；接收端通過線性解擴和SIC接收機分離出同一時頻資源單元中的多個數據層。作為碼域精髓的擴頻碼組碼方式，SCMA完全不同于MUSA。眾所周知，在碼域非正交多址接入技術中，擴頻碼字設計直接影響多址技術的性能和SIC接收機的復雜度，SCMA采用的是低密擴頻碼。

SCMA在多址方面主要有低密度擴頻和自適應OFDM（Filtered OFDM，F-OFDM）兩項重要技術（見圖3.11）。其中，低密度擴頻是指頻域各子載波通過碼域的稀疏編碼方式擴頻，使其可以同頻承載多個用戶信號。由于各子載波間滿足正交條件，所以不會產生子載波間干擾，又由于每個子載波擴頻用的稀疏碼本的碼字稀疏，所以不易產生沖突，使得同頻資源上的用戶信號很難相互干擾。F-OFDM技術是指承載用戶信號資源單元的子載波帶寬和OFDM符號時長，可以根據業務和系統的要求自適應改變。這說明系統可以根據用戶業務的需求，專門開辟帶寬或時長以滿足通信要求的資源承載區域，從而滿足5G業務多樣性和靈活性的空口要求。

設SCMA系統在時域有4個子載波，每個子載波擴頻用的稀疏碼字實際上跨越了6個擴頻碼，但每個子載波上只承載3個由稀疏擴頻碼區分的用戶信號，即3個稀疏擴頻碼占用6個密集擴頻碼的位置，如圖3.11A所示。其中，灰色格子表示有稀疏擴頻碼作用的子載波，白色格子表示沒有稀疏擴頻碼作用的子載波，由于3個稀疏碼字是在6個密集碼字中選擇的，這3個碼字的相關性極小，而由這3個碼字擴頻的同頻子載波承載的3個用戶信號之間的干擾同樣也很小，所以SCMA技術具有很強的抗同頻干擾性。當然，系統是了解這個稀疏碼本的，因而完全可以在同頻用戶信號非正交的情況下，把不同用戶信號解調出來。系統還可以通過調整碼本的稀疏度來改變頻譜效率。

車聯網業務要求端到端的時延為1ms左右，說明要求時域的符號時長很?。卉嚶摼W業務的控制信息豐富，說明要求頻域的子載波帶寬較大。在物聯網業務中，一方面要求較多連接場景的傳感器傳送的數據量較少，另一方面又要求系統整體連接的傳感器數量較多。這說明既需要在頻域上配置帶寬較小的子載波，又需要在時域上配置時長足夠大的符號。車聯網和物聯網業務將是5G系統最重要的業務，說明5G系統在時域和頻域的承載資源單元上，可以根據接入網絡的不同而變化。F-OFDM可為5G實現頻域和時域的資源靈活復用，可以靈活調整頻域中的保護帶寬和時域中的循環前綴，甚至可以達到最小值，既可提高多址接入效率，又可滿足各種業務空口接入要求。

SCMA的稀疏碼技術和F-OFDM技術是其重要的優勢，既可快速分離碼域用戶信號，又非常適應5G的多樣性。

3.1.6　星座域非正交多址接入

對于非正交多址技術方案，PNMA是一種簡單有效的辦法。在信道容量推導中，要求發送信號為高斯調制，因此在不同功率分配下的多個信號直接求和仍然服從高斯分布。PNMA是實現容量最優的非正交多址方案。然而，LTE等實際系統一般采用正交振幅調制（Quadrature Amplitude Modulation，QAM），在某些功率分配下，多用戶信號直接求和后的星座圖將遠離高斯分布，這會帶來容量上的成形增益（Shaping Gain）損失。星座域非正交多址接入（Constellation-domain Non-orthogonal Multiple Access）是一種星座圖可控的非正交多址增強方案，可以降低信號疊加帶來的額外成形增益損失。

功率域非正交和星座域非正交是等效的方案。對于下行系統，功率域非正交是將多用戶信息調制到星座圖后進行疊加，而星座域非正交則是基于現有的星座圖給不同的用戶分配不同的比特。星座域非正交方案中的發送端星座圖是固定可控的，因此除了理論上的成形增益外，發送信號的誤差向量（Error Vector Magnitude，EVM）、峰均功率比（Peak-to-average Power Ratio，PAPR）也與單用戶信號保持一致。此外，星座域非正交和功率域非正交的基帶處理復雜度是近似的，但對于LTE系統，后者具有更好的后向兼容性。

星座域非正交方案的核心算法是多用戶間的比特分配方式，如對于16QAM星座圖的4個比特，哪些分給近端的用戶，哪些分給遠端的用戶。對于高階QAM調制而言，比特間有不等差錯保護。以16QAM的I路（4PAM）為例，如圖3.12所示，其兩個比特的最小歐式距離是不同的，因而其差錯抑制能力和對應比特所能承載信息的速率也是不同的。

3.1.7　圖樣分割多址接入技術（PDMA）

PDMA是一種可以在功率域、碼域、空域、頻域和時域同時或選擇性應用的非正交多址接入技術，可以在時頻資源單元的基礎上疊加不同信號功率的用戶信號，比如疊加分配在不同天線端口號和擴頻碼上的用戶信號，并能將這些承載著不同用戶信號或同一用戶的不同信號的資源單元用特征圖樣統一表述。顯然，這樣等效處理將是一個復雜的過程。由于基站是通過圖樣疊加方式將多用戶信號疊加在一起的，并通過天線發送到終端。這些疊加在一起的圖樣，既有功率的、天線端口號的，也有擴頻碼的，甚至某個用戶的所有信號中疊加的圖樣可能是功率的、天線的和擴頻碼的共同組合的資源承載體，所以終端SIC接收機中的圖樣檢測系統要復雜一些。

圖3.13為PDMA下行鏈路工作原理的基本流程和特征圖樣的結構模式，當不同用戶信號或同一用戶的不同信號進入PDMA通信系統后，PDMA就將其分解為特定的圖樣映射、圖樣疊加和圖樣檢測3大模塊來處理。發送端首先對系統送來的多個用戶信號采用易于SIC接收機算法的，按照功率域、空域或碼域等方式組合的特征圖樣進行區分，完成多用戶信號與無線承載資源的圖樣映射；其次，基站根據小區內通信用戶的特點，采用最佳方法完成對不同用戶信號圖樣的疊加，并從天線發送出去；最后，終端接收到這些與自己關聯的特征圖樣后，根據SIC算法對這些信號圖樣進行檢測，解調出不同的用戶信號。

表面上，PDMA的特征圖樣是用戶信號承載資源的一個統一單位，但本質上這些可以承載用戶信號的特征圖樣卻有可能是功率域、空域或碼域等基本參量，要想統一管理這些不同參量，必須對它們定義一個統一參數“圖樣”，以方便PDMA系統參考。由于承載用戶信號的圖樣之間沒有正交性要求，所以PDMA的接收端必須使用SIC接收機。顯然，只要PDMA能夠簡單快捷地換算出功率域、空域和碼域與圖樣之間的關系，系統研究的就只是在相同的時頻資源單元疊加和區分不同圖樣的問題了，原理與NOMA基本一樣，硬件結構難度并非十分復雜。PDMA系統中的圖樣包括3個物理量，理論上PDMA的頻譜利用率和多址容量可以達到NOMA的3倍以上。

其實，在PDMA中將功率域、空域和碼域等圖樣疊加到時頻資源單元上，形成新的用戶信號承載資源單元，是根據一定模式來完成的。或者說，在時頻資源映射中對多用戶圖樣設計時，系統是依據功率域、空域和碼域中不同信號域的特征采用不同映射矩陣來解決的。若設X為發送端的用戶信號矢量，N為無線信道中的噪聲矢量，Hch為無線信道響應矩陣，Hpdma為PDMA承載多用戶信號中的圖樣疊加矩陣，而H＝（Hchι☉Hpdma）為無線信道響應和PDMA特征圖樣疊加矩陣復合后的等效信道響應矩陣。式中，“ι☉”表示兩矩陣中對應位置元素的乘積操作，則接收端收到的信號矢量Y可以表示為

顯然，公式（3.7）是一個典型的移動通信系統中無線信道的傳輸通用表達式。其中，Hch反映終端與基站間的無線信道質量的信道響應函數，可以通過尋呼終端反饋的相關信息獲得；Hpdma是表述功率域、空域和碼域等特征圖樣域的矩陣函數，若系統能分別設定功率域、空域和碼域的Hpdma矩陣值，則PDMA在收到眾多尋呼用戶上報的信道響應數據后，只需要多加一道與Hpdma的運算過程，求出等效信道響應矩陣H，其他的工作與NOMA或MUSA就沒有多少區別了。所以，PDMA技術表面上看比較復雜，通過公式（3.7）表述后，其復雜度就變得簡單多了，但正確的Hpdma值并非輕易就可以得到。

PDMA支持所有信息承載資源的能力，使其具有超強的頻譜資源利用率，這是其他技術不可比擬的優勢。

3.1.8　非正交多址接入技術比較

NOMA是僅有功率域應用的非正交多址接入技術，采用的是多個用戶信號強度的線性疊加，硬件結構簡單，技術性不高，SIC接收機也不復雜，設備實現難度較低，是非正交多址接入技術中最簡單的一種，對現有其他成熟的多址技術和移動通信的標準的影響不大，可以與4G OFDMA簡單地結合。但功率域用戶層不宜太多，否則系統復雜性將陡然增加，系統性能將快速下降。因設備結構和技術原因，系統的最大功率域強度值非常有限，功率域能夠劃分用戶的層次數也不可能太多。所以，NOMA技術的頻率利用率非常有限，與5G系統高速率、廣覆蓋、大容量、低時延、海量連接數的基本要求有一定距離，但其簡單成熟的技術對5G系統規劃設計多有幫助。

MUSA是僅有碼域應用的非正交多址接入技術，通過對同一時頻承載資源單元采用擴頻編碼技術，達到可以承載多用戶信號的目的。雖然擴頻技術是一種成熟技術，擴頻碼也是一種低互相關性復數域星座式短序列多元碼，但由于擴頻過程是在用戶信號數據位上操作，擴頻作用將會使用戶信號碼增加到擴頻碼數的倍數。所以，同時頻承載資源單元的擴頻用戶數越多，擴頻碼本身的位數也將越多，通過擴頻后的用戶信號位數也將呈幾何級數增加，不僅會影響無線傳輸中的有效數據傳輸率，還會增加系統處理擴頻過程的負擔和難度，降低系統的性能。雖然MUSA在同時頻用戶層數方面優于NOMA，但它是以降低系統性能為代價的，其技術的簡單性也不失為5G的選擇之一。

SCMA同樣是碼域應用的非正交多址接入技術，不同的是它采用的擴頻碼是一種可以使接收端復雜度降低的消息傳遞算法和多用戶聯合迭代法的稀疏碼，同時SCMA還輔以FOFDM時頻資源分配的自適應方式，可以靈活地調整時頻承載資源單元的大小，不僅可以適應系統空口接入眾多業務中的各種需求，還能夠在一定程度上提高系統的頻譜容量和多址接入效率。但因同是碼域系統，同樣存在MUSA的缺陷，尤其是稀疏碼字以較多的擴頻碼倍數卻只能換來較少的同時頻用戶層數。不過稀疏碼的可調性，可幫助系統根據空口場景在用戶數與系統性能之間平衡調整。顯然，SCMA的整體性能要優于MUSA，其多址接入量和業務調整方式非常適應5G標準。

PDMA是可以在時頻承載資源的基礎上靈活應用功率域、空域和碼域的非正交多址接入技術，理論上系統可以同時采用功率域、空域和碼域，所以PDMA的多址尋址能力最強，信道容量最大，頻譜利用率最高。雖然PDMA采用了等效信道響應函數H方式，但特征圖樣域矩陣函數Hpdma取值并不簡單，當系統能夠正確獲取到終端與基站間的信道響應函數Hch值后，Hpdma就是決定H正確與否的唯一因素，特別是當系統同時取功率域、空域和碼域中的任意1、2個圖樣域，甚至是3個圖樣域時，Hpdma值的準確度很難把握。所以，PDMA的技術性是所有非正交多址接入技術中最復雜的一種，還需要投入較大的研究力量。