第八節　動車組牽引電機其他控制技術

一、標量控制技術

標量控制就是僅僅只對變量的幅值進行控制，且忽略電機中的耦合效應。而后面討論的矢量控制是對變量的幅值和相位都進行控制。標量控制的傳動系統性能差一些，但實現起來容易，因此在傳動系統中一度得到廣泛應用。下面以閉環控制的變壓調速系統為例進行介紹。

采用普通異步電動機的變電壓調速時，調速范圍很窄，采用高轉子電阻的力矩電機可以增大調速范圍，但機械特性又變軟，因而當負載變化時靜差率很大，開環控制很難解決這個矛盾。

1.系統組成

對于恒轉矩性質的負載，要求調速范圍大于D=2時，往往采用帶轉速反饋的閉環控制系統，如圖2-33（a）所示。該系統并沒有采用V/F控制，只是變壓調速，而不是變壓變頻（VVVF）調速，是一種最簡單的閉環調速系統。

2.系統靜特性

閉環控制變壓調速系統的靜特性如圖2-33（b）所示。當系統帶負載在A點運行時，如果負載增大引起轉速下降，反饋控制作用能提高定子電壓，從而在右邊一條機械特性上找到新的工作點A′。同理，當負載降低時，會在左邊一條特性上得到定子電壓低一些的工作點A″。按照反饋控制規律，將A″、A、A′連接起來便是閉環系統的靜特性。盡管異步電動機的開環機械特性和直流電機的開環特性差別很大，但是在不同電壓的開環機械特性上各取一個相應的工作點，連接起來便得到閉環系統靜特性，這樣的分析方法對兩種電機是完全一致的。

3.系統靜態結構

根據圖2-33（a）所示的原理圖，可以畫出靜態結構圖，如圖2-34所示。圖中，Ks=Us/Uc為晶閘管交流調壓器和觸發裝置的放大系數；α=Un/n為轉速反饋系數；ASR采用PI調節器；n=f（Us，Te）是異步電動機機械特性方程式，它是一個非線性函數。

二、矢量控制技術

異步電動機是一個多變量的多輸入輸出系統，而電壓、電流、頻率、磁通、轉速之間又相互有影響，所以是強耦合的多變量系統，針對異步電動機的動態數學模型也是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統。因此需要異步電動機具有高動態性能時，必須面對這樣一個動態模型，從而產生了按轉子磁鏈定向的矢量控制系統，簡稱VC（Vector Control）系統。

1.矢量變換控制

1971年，德國人提出矢量控制理論，即電機磁場的定向調解，用較均勻的轉子磁通作為磁場的定向參數，將電機電流分解成磁通和轉矩的兩個分量，同直流電機一樣，這兩個分量可單獨調解，從而使交流電機在控制性能、抗干擾能力和轉矩動態調節方面達到與直流電機同樣的質量。

對于直流電動機，可以認為勵磁電流If產生的主磁通Ф和電樞繞組電流Ia產生的轉子磁場是相互獨立的，電機設計保證了勵磁磁勢與電樞磁勢互相垂直，可認為互相解耦，磁勢直流電動機電磁轉矩為

利用補償繞組可以對電樞電流變化引起的主磁通的變化進行補償，保證上述公式的準確性。

但是異步電動機的情況比直流電動機復雜得多，磁場是定子電流和轉子電流共同產生的，通過繞組的電流既有產生磁場的勵磁分量也有產生轉矩的有功（轉矩）分量，二者糾纏在一起，若只控制電樞電流不能達到控制電磁轉矩的目的，更何況鼠籠式異步電動機轉子電流也難以直接測量和控制。

從電機理論可知，異步電動機的電磁轉矩Te=CTΨmIrcosφ2，它是氣隙磁場Ψm和轉子電流有功分量Ircosφ2相互作用產生的。其中cosφ2是功率因數，是由于電樞繞組或鼠籠轉子的短路繞組的電感導致每根籠條內的電流將在時間上滯后于電動勢而導致的。異步電動機矢量圖如圖2-35所示，可以看出，轉子磁鏈Ψr和轉子電流Ir在相位上互相垂直，而異步電動機的轉子磁鏈Ψr=Ψmcosφ2，因此可知Te=CTΨrIr，在形式上和直流電動機的轉矩公式完全相似。如果能設法保持異步電動機轉子磁鏈Ψr恒定，則只要控制轉子電流Ir就能達到有效控制電動機轉矩的目的，這就是所謂的以轉子磁鏈定向的矢量控制。但對于三相鼠籠式異步電動機，轉子電流Ir難以直接測量和控制，控制定子三相電流的瞬間值iA、iB、iC以達到上述矢量控制的目的可以采用坐標變換方法實現。

2.異步電動機在M—T坐標系上的數學模型

（1）異步電動機在三相坐標系上的數學模型

無論電動機轉子是繞線形還是鼠籠形的，在理想條件下，都將它等效成三相繞線轉子，并折算到定子側，折算后的定子和轉子繞組匝數都相等。如圖2-36所示，以A軸為參考坐標軸，定子三相繞組軸線A、B、C在空間上是固定的，轉子繞組軸線a、b、c隨轉子旋轉，轉子a軸和定子A軸間的電角度θ為空間角位移變量，同時規定各繞組電壓、電流、磁鏈的正方向符合電動機慣例和右手螺旋定則。

圖中，uA、uB、uC、ua、ub、uc為定子和轉子相電壓的瞬時值；iA、iB、iC、ia、ib、ic為定子和轉子相電流的瞬時值；ΨA、ΨB、ΨC、Ψa、Ψb、Ψc為各相繞組的全磁鏈；Ψs和Ψr為定子繞組和轉子繞組的磁鏈列陣；us和ur為定子和轉子電壓列陣；is和ir為定子和轉子電流的列陣。

①磁鏈方程

式中　　Lms——定子互感，即與定子一相繞組交鏈的最大互感磁通；

Lmr——轉子互感，即與轉子一相繞組交鏈的最大互感磁通；

Lls——定子漏感，即定子各相漏磁通；

Lls——轉子漏感，即轉子各相漏磁通。

②電壓方程

式中　　 ——定子和轉子繞組電阻；

p——微分算子，。

③電磁轉矩方程

Te=npLms[（iAia+iBib+iCic）sinθ+（iAib+iBib+iCic）sin（θ+120°）+（iAia+iBia+iCic）sin（θ-120°）]　　（2-34）

公式是在線性磁路、磁動勢在空間按正弦分布的假定條件下得出的，但對定子、轉子電流對時間的波形未作任何假定，式中的電流i都是實際瞬時值。因此上述電磁轉矩方程完全適用于變壓變頻器供電的含有電流諧波的三相異步電動機調速系統。

④電力拖動系統運動方程

在忽略電力拖動系統傳動機構中的黏著摩擦和扭轉彈性，系統的運動方程為

式中　　Te——電磁轉矩；

TL——負載阻轉矩；

ω——轉子轉速，。

（2）按轉子磁鏈定向的矢量控制方程

異步電動機在任意兩相旋轉坐標系上的數學模型、兩相靜止坐標系上的數學模型和兩相同步旋轉坐標系上的數學模型。其中最常用的一種旋轉坐標系是取d—q坐標系以同步轉速ω1旋轉，同時規定d軸沿著轉子總磁鏈矢量Ψr的方向，稱之為M（Magnetization）軸，而q軸則逆時針旋轉90°，垂直于Ψr，稱之為T（Torque）軸，這種旋轉坐標系稱為M—T坐標系，即按轉子磁場定向的坐標系。

M—T坐標系的同步旋轉保證了當三相坐標系的電壓和電流都是交流正弦波時，變換到M—T坐標系上就成為直流。因為Ψr本身就是以同步轉ω1速旋轉的矢量，同時M—T坐標系按照磁鏈Ψr定向還可以減少同步旋轉坐標系數學模型的多變量之間的耦合關系，使數學模型進一步得到簡化。

目前，最常用的矢量控制方案就是按轉子磁場方向定向的矢量控制。如圖2-37所示，靜止軸系的α軸與三相軸系的A軸一致，M軸與A軸（α軸）之間相角為φ。定子電流is在M—T坐標系上分解為ism和ist，其夾角θs為力矩角。

當把異步電動機定子和轉子的各物理量，如電壓、電流和磁鏈等均經過坐標變換，變換到M—T坐標系上時，通過數學推導可以得到矢量控制系統中，異步電動機在M—T坐標系上的各物理之間的關系式如下。

式中，Te為電磁力矩；Lr為轉子電感，Lr=Lm+Lrσ（Lm為d—q坐標系定子與轉子同軸等效繞組間的互感，Lrσ為轉子漏感）；Tr為轉子電磁時間常數， ；p為微分算子， ；ω1為定子頻率的同步角速度；ω為轉子速度；φ為轉子磁鏈Ψr的相位角；θs為定子電流矢量is與M軸的夾角；θs為定子電流is的相位。

可以看出，在轉子磁場定向中，在M軸上，只要保持ism不變，則轉子磁鏈Ψr保持不變，它的大小只決定于定子磁化電流分量ism；則電磁轉矩Te僅與定子電流有功分量ist成正比，沒有任何滯后。這樣，在定子電流的兩個分量間實現了解耦，ism只決定磁鏈，ist只影響力矩，與直流電機控制完全相類似。這樣只要保持定子磁化電流分量ism恒定不變，控制定子電流中的轉矩電流分量ist，就能有效地控制異步電動機的瞬時轉矩。當知道了所需的定子電流磁化分量ism和轉矩分量ist以后，利用兩相到三相的反變換式，就不難求出實際需要控制的定子三相瞬時電流值ia、ib、ic。

3.異步電動機矢量控制的基本原理

矢量控制的基本原理是認為異步電動機與直流電機具有相同的轉矩產生機理。因為直流電動機的勵磁電流和電磁轉矩電流是獨立的、解耦的。異步電動機的矢量控制就是仿照直流電機解耦控制的思路，把定子電流分解為磁場電流分量和力矩電流分量，并加以控制。實際上是借助坐標等效變換，把異步電動機的物理模型等效地變換成類似于直流電機的物理模型，變換前后在不同坐標系下電動機模型的功率相同及磁動勢不變，如圖2-38所示。

圖2-38中，3/2為三相/兩相變換；VR為同步變換；φ為M軸與α軸（A軸）的夾角，在三相坐標系上的定子交流電流iA、iB、iC通過3/2變換可以等效成兩相靜坐標系上的交流電流isα、isβ，再通過同步旋轉變換VR，可以等效成同步旋轉M—T坐標系上的直流電流ism和ist，產生同樣的旋轉磁動勢。如果觀察者站到鐵芯上與坐標系一起旋轉，他所看到的便是一臺直流電機，如圖2-39所示。可以控制使交流電機的轉子總磁通Φr就是等效直流電機的磁通，則M繞組相當于直流電機的勵磁繞組，ism相當于勵磁電流，T繞組相當于偽靜止的電樞繞組，ist相當于與轉矩成正比的電樞電流，且ism和ist都是直流電流。

從整體上看，輸入為A、B、C三相電壓，輸出為轉速ω，是一臺異步電動機。從內部看，經過3/2變換和VR變換，變成一臺由ism和ist輸入，由ω輸出的直流電機。既然異步電動機經過坐標變換可以等效成直流電機，那么模仿直流電機的控制策略，得到直流電機的控制量，經過相應的坐標反變換，就能夠控制異步電動機了。

若給定和反饋信號經過類似于直流調速系統所用的控制器，產生勵磁電流給定值和電樞電流給定值，經過反向旋轉變換器VR-1得到，再經過2/3變換得到。由這三個電流控制信號和由控制器直接得到的頻率控制信號ω，就可以輸出異步電動機所需的三相變頻電流。

在設計矢量控制系統時，可以認為，在控制器后面引入的反旋轉變換器VR-1與電機內部的旋轉變換環節VR抵消，2/3變換與電機內部的3/2變換環節抵消，如果再忽略變頻器中可能產生的滯后，則圖2-38中虛線框內的部分可以完全刪去，虛線框外就是一個直流調速系統了。所以矢量控制交流變頻調速系統的動、靜態特性完全能夠和直流調速系統相媲美。

4.高速列車異步電動機的矢量控制系統

對于矢量控制系統，將定子磁化電流ids定向在轉子磁鏈Ψr、氣隙磁鏈Ψm或定子磁鏈Ψs都可以實現矢量控制。轉子磁鏈定向可以得到自然的解耦控制，而氣隙磁鏈Ψm或定子磁鏈Ψs定向會產生耦合效應，必須通過解耦的補償電流實施補償，本書只介紹轉子磁鏈定向的矢量控制。

轉子磁鏈定向的矢量控制按有無磁鏈的閉環反饋，可分為直接矢量控制系統和間接矢量控制系統；按有無速度傳感器又可分為帶速度傳感器的矢量控制系統和無速度傳感器矢量控制系統。

直接矢量控制又稱為磁場反饋控制，在系統中有磁鏈閉環，必須獲得磁鏈反饋信號方可實現。可利用定子電壓、電流或定子磁鏈Ψs的實際值進行解算實現矢量控制，因此轉速、磁鏈閉環控制的矢量系統又稱為直接矢量控制系統。但由于轉子磁鏈Ψr反饋信號是由磁鏈模型獲得，幅值和相位受到電機參數Tr和Lm變化的影響，造成控制的不準確性。

間接矢量控制又稱為轉差頻率矢量控制或磁場前饋控制，系統中無磁鏈閉環，轉矩和磁鏈的幅值和相角由控制系統給定值計算出來，靠矢量控制方程保證，因此磁鏈開環轉差型矢量控制系統又稱為間接矢量控制系統。它既繼承了穩態模型轉差頻率控制系統的優點，又利用基于動態模型的矢量控制規律克服了它大部分不足之處。目前高速列車上一般使用間接矢量控制策略。

二者本質的區別在于轉子磁鏈Ψr（M軸）相對于α軸的相位角φ是如何產生的。直接矢量控制的φ是通過磁鏈觀測模型獲得的磁鏈反饋信號（Ψrα、Ψrβ）計算得到的；間接矢量控制除了φ角以前饋方式產生外，和直接矢量控制本質上是相同的。

圖2-40為轉速和電流采用閉環控制的間接矢量控制系統，也屬于磁鏈開環、轉差型矢量控制。

速度偏差信號經速度調節器產生力矩給定值，而轉速信號ωr送到磁通發生器，該發生器在基速以下提供恒定磁通和恒定的轉子磁化電流給定值（恒力矩運行區），在超過基速以后實現磁場削弱（恒功率運行區），從而確定磁通給定值。

由給定力矩和給定轉子磁鏈通過轉矩磁鏈調節器計算出給定電流和給定轉差角頻率與測得的轉速信號ωr相加得轉子磁鏈Ψr的同步轉速ω1，ω1經積分后得同步旋轉M—T坐標系和靜止α-β坐標系之間角位移φ。利用向量分析器（VA）可得cosφ和sinφ。

轉速磁鏈調節器主要是根據下列公式，根據輸入的和速度傳感器采集的電機轉速ωr，計算出和φ的值。

然后把和cosφ、sinφ送入向量旋轉器VR-1后，可得，再經2/3變換，則產生，作為可控電流PWM逆變器的三相電流控制信號。

此外，通過對進行K/P變換還可以計算出定子電流is幅值、力矩角θs和定子電流相位角θ1（圖2-37），定子電流相位的控制也很重要，如果幅值很大，但相位落后90°，所產生的轉矩仍然是0。

由以上特點可以看出，間接矢量控制的磁場定向由磁鏈和轉矩的給定信號確定，靠矢量方程保證，并沒有用磁鏈模型實際計算轉子磁鏈Ψr，特別是相位角φ。

矢量控制可以用在電壓型逆變器的傳動系統中，也可以用在電流型逆變器的傳動系統中。一般用電流控制來實現矢量控制能使系統較為簡單。對于電流型逆變器，如圖2-41（a）所示，可以直接采用電流滯環跟蹤控制，不過此時直流環節應該是串聯大電感；對于電壓型逆變器，如圖2-41（b）所示，可以采用電流內環控制，把給定電流與實際電流iA、iB、iC相比較，相應的誤差通過PI調節器ACR產生電壓型逆變器的給定電壓。兩種逆變器都是由電流進行直接或間接控制。

電流的控制采用滯環比較的方法，缺點是其諧波含量不是最優的，當電機速度較高時，由于存在較高的反電動勢，電流控制器在某些時段內將趨于飽和，此時基波電流的幅值和相位將不能跟蹤給定電流，從而導致矢量控制失效。因此需要對逆變器的瞬時電流進行控制。

三、直接轉矩控制技術

直接轉矩控制簡稱DTC（Direct Torque Control）或DSC（Direct self-Control直接自控制），是20世紀80年代中期繼矢量控制系統之后出現的另一種高動態性能的異步電動機控制方法。與矢量控制采用的解耦方法不同，DTC通過快速改變轉差頻率，直接控制異步電動機的轉矩和轉矩增長率。在DTC系統中，采用電機定子側參數計算出磁通和轉矩，并用兩點式調節器直接控制逆變器的開關狀態，對電機磁通和轉矩進行直接自調整控制，不僅能獲得快速的動態響應，而且具有最佳的開關頻率和最小的開關損耗。

1.直接轉矩控制思想

直接轉矩控制是將逆變器的控制模式和電機運行性能作為一個整體來考慮的，它具有兩層含義：一是保持定子總磁鏈基本恒定；二是對電機轉矩進行直接控制。通過對逆變器的開關控制，既能實現磁鏈的幅值控制，又能實現電機轉矩的控制，兩者均通過閉環控制實現。

目前電機與逆變器控制功能包括電機閉環控制和逆變器的PWM控制兩個部分。在牽引領域應用的電機閉環控制策略主要有轉差電流控制、磁場定向控制以及直接轉矩控制。在采用前兩種控制方法時，電機閉環控制和PWM控制的任務是分開的。而在采用直接轉矩控制方法時，逆變器的開關動作是直接由磁通和轉矩控制器產生的，不需要另外的PWM控制器。

異步電動機定子磁鏈的控制是通過控制電機的輸入電壓來實現的，當對稱三相正弦波電壓加于對稱三相繞組時，電機的氣隙中將產生具有恒定幅值和恒定旋轉速度的磁通。當電機由一個三相逆變器供電時，電機的輸入電壓完全取決于逆變器的開關切換模式，而電機的磁通又取決于電壓模式。直接轉矩控制的目標之一就是建立磁鏈和逆變器開關模式之間的關系，通過逆變器開關的電壓空間矢量脈寬調制控制（SVPWM）或稱磁鏈跟蹤控制技術，使電機獲得一個準圓形的氣隙磁場。因此，從總體控制結構上看，DTC和VC都能獲得較高的靜、動態特性。

2.直接轉矩控制的異步電動機數學模型

（1）逆變器電壓空間矢量

如圖2-42所示的兩點式逆變器可以組成8個開關狀態，用開關量Sa、Sb和Sc分別代表三個支路開關元件的狀態，等于1表示上部開關元件導通，等于0表示下部開關元件導通。逆變器直流輸入電壓為Ud，則其輸出三相相電壓為

8組開關狀態對應Sa、Sb和Sc的8種代碼，代入式（2-47）就代表8組三相相電壓。可以把這8組電壓變換成8個電壓空間矢量u0，u1，…，u7。幅值不變的原則下，三相電壓的Park矢量表示式為

式中，a為矢量旋轉因子，a=ej2π/3

以定子繞組軸線為空間坐標系，在空間建立靜止三相坐標系a—b—c，同時建立正交兩相坐標系α—β，使a軸與α軸重合。按式（2-48）就可以畫出8個電壓空間矢量，如圖2-43所示，其中u0、u7為零電壓矢量，u1，…，u6為非零電壓矢量。

由空間矢量理論可以得到以下結論：

①定子磁鏈空間矢量頂點的運動方向和軌跡（以下簡稱為定子磁鏈的運動方向和軌跡，或Ψs的運動方向和軌跡）對應于相應的電壓空間矢量Us的作用方向，Ψs的運動軌跡平行于Us指示的方向。只要定子電阻壓降與Us的幅值相比足夠小，那么這種平行就能得到很好的近似。

②在電源頻率較高時，依次給出定子電壓空間矢量Us，則定子磁鏈的運動軌跡形成正六邊形磁鏈。

③低頻時，利用電壓空間矢量8個開關狀態的線性組合，構成一組等幅不同相的電壓空間矢量，可形成準圓形的旋轉磁場。

④若電壓空間矢量為零電壓矢量Us（111）或Us（000）時，忽略定子電阻影響，磁鏈空間矢量Ψs在空間保持不變。顯然，利用逆變器的8種工作開關狀態可以得到圓形或正六邊形的磁鏈軌跡來控制電動機，這種方法就是直接轉矩控制DTC控制的基本思想。

（2）異步電動機的數學模型

異步電動機在靜止α—β坐標系下的Г型等效電路如圖2-44所示，其數學模型如下：

Ψs=L（is-ir）　　（2-51）

Ψr=Ψs-Lσir　　（2-52）

式中，Rs為定子電阻；Rr為轉子電阻；L為定子自感；Lσ為漏感；ω為電機旋轉電角頻率；np為電機極對數；Te為電機轉矩；TL為負載轉矩；J為轉動慣量；Ψs為定子磁鏈空間矢量；Ψr為轉子磁鏈空間矢量；Im為取復數的虛部； 為Ψr的共軛復數。

（3）直接轉矩控制基本原理

DTC系統的核心就是轉矩T和定子磁鏈Ψs反饋信號的計算模型，并利用空間電壓矢量的概念，用兩個控制器的輸出信號來控制產生電壓空間矢量的SVPWM波形和對逆變器的開關元件的開通和關斷進行綜合控制，從而避免了將定子電流分解成轉矩和磁鏈分量，省去了旋轉變換和電流控制，簡化了控制器的結構。同時選擇定子磁鏈Ψs作為被控量，而不像VC系統中那樣選擇轉子磁鏈Ψr需要知道轉子的電阻和電感，可以不受轉子參數變化的影響，提高了控制系統的魯棒性；控制電機的磁鏈與轉矩運算均在定子坐標系中進行，省掉了矢量旋轉變換等復雜的變換與計算，信號處理工作簡單；雖然按定子磁鏈控制要比按轉子磁鏈定向控制要復雜，但由于采用Band-Band控制，追求轉矩控制的快速性和準確性，這種復雜性對控制器并沒有影響。

圖2-45為按定子磁鏈控制的直接轉矩控制系統（DTC）的原理框圖，和矢量控制（VC）系統一樣，它也是分別控制異步電動機的轉速和磁鏈。轉速調節器ASR的輸出作為電磁轉矩的給定信號，在的后面設置轉矩控制內環，它可以抑制磁鏈變化對轉速子系統的影響，從而使轉速和磁鏈子系統實現了近似的解耦。

控制過程：逆變器輸出的三相電壓輸入給異步電動機，從電動機可以檢測出定子電流iA、iB、iC，通過3/2變換得到isα、isβ；由逆變器輸出電壓uA、uB、uC也可以計算出usα、usβ。再由定子磁鏈模型可以得到Ψsα、Ψsβ，進行數學變換后可以得到定子磁鏈幅值并與給定值比較后可以得到Hψ；將isα、isβ、Ψsα、Ψsβ送入轉矩模型可以得到實際轉矩Te，與給定值相比較，得到HT；扇區計算是根據磁鏈Ψsα、Ψsβ在三相坐標的投影ΨA、ΨB、ΨC計算出磁鏈所在的扇區SN。最后HT、Hψ、SN由三個輸入量通過開關狀態選擇，用查表方式，查找電壓矢量表就可以為逆變器產生適當的控制電壓矢量，即控制電力器件的開關狀態，最終得到逆變器所需要的SVPWM波形，從而實現異步電動機的直接轉矩控制。

（4）直接轉矩控制在列車牽引中的應用

為滿足動車牽引的要求，電力牽引中的轉矩控制系統在低頻段采用間接轉矩控制；在較高頻段采用直接轉矩控制；在高頻段采用磁場削弱的直接轉矩控制。

①列車起動時的控制方法

列車起動時，即在定子頻率接近于零的低速范圍內，由于變流器開關器件最小導通時間的限制，如果只通過轉矩的Band—Band控制來變換有效電壓空間和零電壓矢量，很難獲得所希望的足夠小的電壓，并且由于定子電阻的影響，在低速時定子磁鏈的運動軌跡產生較為嚴重的畸變。為了提高黏著利用，要求電動機提供更加平直的轉矩，盡可能減少轉矩的脈動分量，逆變器需要產生更加接近正弦波形的輸出電壓。因此在較低頻率的運行區段，宜采用圓形磁鏈定向的方式，與六邊形的磁鏈空間矢量端點運動軌跡相比，此時的最佳運動軌跡是圓形的。電機所需要的電壓值可通過定子磁鏈、電磁轉矩及轉子機械轉速來計算得到，這種方法稱為間接轉矩控制，控制原理如圖2-46所示。

圖中，定子磁鏈角度的變化值由靜態分量Δθst和動態分量Δθd兩部分組成。靜態分量由轉子機械轉速及轉差來計算得到，動態分量由轉矩控制器來得到。

定子電壓Us計算單元計算出定子磁鏈Ψs沿圓形軌跡運動且保證電動機轉矩等于給定值時所需的端電壓，并采用電壓空間矢量脈寬調制技術（SVPWM），形成逆變器的控制信號。

②列車在高速范圍內（較高頻段）的控制方法

列車在額定速度及其以下的運行范圍內，通過控制電機定子磁鏈，以六邊形軌跡運動，在6個有效電壓矢量中均勻地加入零電壓矢量，實現對轉矩控制的目的，其控制原理如圖2-47所示。

控制框圖中各部分的功能如下所述。

a.逆變器模型（INV）：根據輸出狀態計算電動機端電壓矢量。

b.異步電動機數學模型：輸出定子磁鏈和電磁轉矩。

c.磁鏈調節器（AψR）：控制定子磁鏈的幅值等于給定值。為了減小定子電阻壓降對定子磁鏈的影響，根據定子磁鏈當前所在的區域，選擇合適的電壓矢量，使磁鏈值快速增加，確保磁鏈幅值在一定的容差范圍內。

d.轉矩調節器（ATR）：實現對轉矩的兩點式調節，使電磁轉矩能快速準確地跟蹤給定轉矩的變化，使其在給定值附近形成Band-Band控制。

e.磁鏈自控單元（DMC）：用來控制定子磁鏈矢量正六邊形軌跡定向和確定定子磁鏈當前位置，也就是識別磁鏈運動軌跡的區段，給出正確的磁鏈開關信號，以產生相應的電壓空間矢量，控制磁鏈按正六邊形運動軌跡正確地旋轉。它與坐標變換和開關狀態選擇單元共同配合來完成磁鏈自控制。

f.開關狀態選擇：將根據當前輸入的信息，正反轉控制以及開關轉換次數最少的原則，并根據電壓矢量對定子磁鏈和電磁轉矩的關系，優化輸出逆變器的控制信號，對定子磁鏈和轉矩實行直接控制。

g.開關持續時間限制：對于大功率調速系統，為了減小開關器件的發熱損耗，必須將其開關頻率限制在一定的范圍內，需要滿足變流器最小開關持續時間的要求。

h.頻率調節器（AFR）：動態調節轉矩調節器的容差帶，充分利用開關頻率。根據檢測到的開關頻率與給定開關頻率的差值，實現對開關頻率的控制。

③列車在磁場削弱區（高頻段）內的控制方法

當列車的速度達到額定速度值以上時，對電機實行恒功控制，電機激勵電壓保持恒定，若要提高電機的轉速，必然減少定子磁鏈Ψs的幅值，即電動機弱磁運行，來實現對列車速度的控制。磁場削弱區內的控制方法如圖2-48所示。

通過動態改變定子磁鏈的給定值，可以對電機的輸出功率進行動態的調節，從而保證了電機輸出的功率穩定。其中，定子磁鏈的幅值由兩部分組成，穩態分量通過磁鏈幅值計算單元得到，動態分量通過功率控制器得到。

功率控制器可實現恒功率控制，并輸出定子磁鏈Ψs幅值的給定值。

通過磁鏈比較器，把給定磁鏈Ψg與電機數學模型計算出的定子磁鏈相比較，可直接得到逆變器的三相控制信號Sa、Sb和Sc。

仿真和實驗波形表明，在低速間接轉矩控制區域，定子磁鏈Ψs以圓形軌跡運動，定子電流正弦性好；在高速直接轉矩控制區域，Ψs以六邊形軌跡運動；在弱磁控制區域，磁鏈為縮小了的六邊形，并且在全部運行區域內，電動機的轉矩階躍響應很快，穩定性能都很好。

理論和試驗也證明，間接轉矩控制可以避免直接轉矩控制在低速區域工作時的不利結果，即開關器件最小導通時間限制而造成的較大的轉矩脈動，以及定子電阻引起的磁鏈軌跡畸變。但是間接轉矩控制不適合于較高頻率區域，因為隨著運行頻率的增高，轉矩脈動增大，而這時的轉矩控制可充分利用器件的開關頻率，降低轉矩脈動，并且動態響應更為優異。因此這兩個方案結合起來比較理想。當工作于弱磁范圍時，功率調節器控制定子磁鏈給定，一方面是實現恒功控制，另一方面實現動態弱磁，加速轉矩的動態響應。