第四節　脈沖整流器工作原理及控制

一、脈沖整流器工作原理

脈沖整流器是列車牽引傳動系統電源側變流器。在牽引時作為整流器，將單相交流電轉變成直流電；再生制動時作為逆變器，將直流電轉變成單相交流電，它可方便地運行于電壓電流平面的四個象限，因此亦稱為四象限脈沖整流器。

圖2-4為脈沖整流器電路原理圖，由交流回路、功率開關橋路以及直流回路組成。其中交流回路包括變壓器牽引繞組的輸出電壓uN、漏電感LN和繞組電阻RN（RN很小，可以忽略不計）；直流回路包括二次濾波環節L2、C2和中間支撐電容Cd。其簡化的等效電路如圖2-5所示。

脈沖整流器的電壓矢量平衡方程為

式中　　 ——二次側牽引繞組電壓相量；

——二次側牽引繞組電流的基波相量；

——調制電壓的基波電量。

當二次側牽引繞組電壓一定時，的幅值和相位僅由的幅值及其與的相位差來決定。改變基波的幅值和相位，就可以使與同相位或反相位。在牽引工況下，與的相位差為0°，該工況下的矢量圖如圖2-6（a）所示，此時滯后；而對于再生制動工況，與的相位差為180°，該工況下的矢量圖如圖2-6（b）所示，此時超前，電機通過脈沖整流器向接觸網反饋能量。

由圖2-3可以得到下式

式中　　Ud——直流側電壓；

Mα——變流器的調制深度（從系統工作的安全可靠性和電網的特性考慮控制系統應保證0.8≤Mα≤0.9）；

K——短路阻抗的標幺值，一般取0.3～0.35。

由式（2-2）可得

式（2-3）表明了中間直流電壓Ud與變壓器牽引繞組電壓UN、變壓器短路阻抗標幺值K以及調制深度Mα的關系。

由圖2-6可知，如果保持與同方向，即位移因數為1，則隨負載電流變化。顯而易見，當，這時調制深度Mα為最小，即。而Mα的最大值主要取決于元件的開關頻率及調制比。

在圖2-7中，當調制比達到其最大值時，門極信號相鄰兩個開關點的間距須滿足tde≥ton+tD，其中ton是為了復原吸收回路所需的最短時間；td是保證一個器件開通之前另一個器件必須完全關斷所需的最小時間，假定載波信號的幅值為1，則由△ABC～△Ade有

假定對于高速列車，滿足Ud=3000V，K=0.3，當Mαmax=0.9時有

考慮網壓波動范圍為22.5～29kV，如果上述最大值只有在網壓為29kV的工況下才允許出現，而在系統設計時，變流器的輸入電壓通常對應25kV工況，因此折算到25kV時的額定電壓為

折算到22.5kV時的額定電壓為

二、兩電平脈沖整流器

1.兩電平脈沖整流器的工作原理

單相兩電平脈沖整流器主電路如圖2-8所示，LN和RN分別為牽引繞組漏電感和電阻，開關管T1、T2、T3、T4組成一個全控橋電路，L2和C2組成一個二次濾波器，Cd為中間直流側支撐電容。

為了便于分析，定義理想開關函數SA和SB如式（2-5）和式（2-6）所示。采用理想開關函數并忽略牽引繞組電阻，則圖2-8所示的兩電平脈沖整流器主電路可以等效為圖2-9所示的電路。

由于上橋臂與下橋臂不允許直通，則Si（i=A，B）與（為下橋臂的開關函數）必須滿足。于是uab的取值有Ud、0、-Ud三種電平，有效的開關組合有22=4種，即SASB=00，01，10，11四種邏輯，則uab可表示為

uab=（SA-SB）Ud　　（2-7）

對應于4個開關的不同開閉狀態，電路共有以下三種工作模式。

工作模式1：SASB=00或11，即下橋臂開關或上橋臂開關全部導通，則此時uab=0，電容Cd向負載供電，直流電壓通過負載形成回路釋放能量，直流電壓下降。另一方面，牽引繞組兩端電壓uN直接加在電感LN上，對電感LN充放電。當uN>0，D1與T3導通或T2與D4導通，電感電流iN上升，電感LN儲存能量；當uN<0，D3與T1導通或T4和D2導通，電感電流iN下降，電感LN釋放能量。在此過程中，有下式成立

工作模式2：SASB=01，其等效電路如圖2-10（a）所示，此時Uab=-Ud。T1和T4同時關斷，由D3和D2導通形成回路，uN<0，電流流向與電流iN的參考方向相反，并對電感充電儲能，電感電流iN上升，滿足如下關系式

工作模式3：SASB=10，其等效電路如圖2-10（b）所示，此時uab=Ud。T3和T2同時關斷，由D1和D4導通形成回路，uN>0，儲存在電感中的能量向負載RL和電容Cd釋放，電感電流iN下降，一方面給電容充電，使得直流電壓上升，保證直流電壓穩定，同時高次諧波電流通過電容形成低阻抗回路，另一方面給負載提供恒定的電流，滿足如下關系式

在任意時刻，處于整流狀態的脈沖整流器都只能工作在三種模式中的一種，在不同的時間段，通過對上述三種開關模式的切換，實現直流側負載電壓的穩定和負載電流的雙向流動。

2.兩電平脈沖整流器的PWM控制原理

兩電平脈沖整流器PWM調制采用SPWM調制，其調制方式如圖2-11所示。當ua>uca時，SA為1，否則為0。b相與a相調制方式相同，但ub與ua相位相差180°，ucb與uca相同。圖2-12為兩電平脈沖整流器SPWM調制波形。

三、三電平脈沖整流器

1.三電平脈沖整流器工作原理

單相三電平脈沖整流器主電路如圖2-13所示，圖中u1為直流側支撐電容C1上的電壓，u2為直流側支撐電容C2上的電壓。為了便于分析，定義理想開關函數SA和SB如式（2-8）、式（2-9）所示。采用理想開關函數并忽略牽引繞組電阻，則圖2-13所示的三電平脈沖整流器主電路可以等效為圖2-14所示的電路。

顯然，由SA和SB組成的電路共有32=9種組合，對應主電路有九種工作模式。開關狀態及相應的電壓值見表2-1。

工作模式1（SA=1，SB=1）：開關管Ta1，Ta2，Tb1和Tb2導通，Ta3，Ta4，Tb3和Tb4關斷，網側端電壓uao=u1，ubo=u1，uab=0。如果網側電源電壓uN>0，則網側電流iN增大，電容C1和C2通過負載電流放電。

工作模式2（SA=1，SB=0）：開關管Ta1，Ta2，Tb2和Tb3導通，Ta3，Ta4，Tb1和Tb4關斷，網側端電壓uao=u1，ubo=0，uab=u1。如果正向電源電壓uN大于（或小于）直流側電壓Ud的一半，則網側電流iN增大（或減小），網側電流對電容C1進行充電，而電容C2通過負載電流放電。

工作模式3（SA=1，SB=-1）：開關管Ta1，Ta2，Tb3和Tb4導通，Ta3，Ta4，Tb1和Tb2關斷，網側端電壓uao=u1，ubo=-u2，uab=u1+u2。正向網側電流iN減小，正向網側電流對電容C1和C2充電。

工作模式4（SA=0，SB=1）：開關管Ta2，Ta3，Tb1和Tb2導通，Ta1，Ta4，Tb3和Tb4關斷，網側端電壓uao=0，ubo=u1，uab=-u1。如果反向的電源電壓uN大于（或小于）直流側電壓Ud的一半，則網側電流iN減小（或增大）。反向網側電流對電容C1進行充電，而電容C2通過負載電流放電。

工作模式5（SA=0，SB=0）：開關管Ta2，Ta3，Tb2和Tb3導通，Ta1，Ta4，Tb1和Tb4關斷，網側端電壓uao=0，ubo=0，uab=0。如果網側電源電壓uN>0，則正向網側電流iN增大，電容C1和C2通過負載電流放電。

工作模式6（SA=0，SB=-1）：開關管Ta2，Ta3，Tb3和Tb4導通，Ta1，Ta4，Tb1和Tb2關斷，網側端電壓uao=0，ubo=-u2，uab=u2。如果正向電源電壓uN大于（或小于）直流側電壓Ud的一半，則網側電流iN在增大（或減小），網側電流對電容C2進行充電，而電容C1通過負載電流放電。

工作模式7（SA=-1，SB=1）：開關管Ta3，Ta4，Tb1和Tb2導通，Ta1，Ta2，Tb3和Tb4關斷，網側端電壓uao=-u2，ubo=u1，uab=-u1-u2。反向網側電流iN減小，反向網側電流對電容C1和C2充電。

工作模式8（SA=-1，SB=0）：開關管Ta3，Ta4，Tb2和Tb3導通，Ta1，Ta2，Tb1和Tb4關斷，網側端電壓uao=-u2，ubo=0，uab=-u2。如果反向的電源電壓uN大于（或小于）直流側電壓Ud的一半，則網側電流iN在減小（或增大）。反向網側電流對電容C2進行充電，而電容C1通過負載電流放電。

工作模式9（SA=-1，SB=-1）：開關管Ta3，Ta4，Tb3和Tb4導通，Ta1，Ta2，Tb1和Tb2關斷，網側端電壓uao=-u2，ubo=-u2，uab=0。如果網側電源電壓uN>0，則正向網側電流iN增大，電容C1和C2通過負載電流放電。

2.三電平脈沖整流器PWM控制原理

三電平脈沖整流器PWM調制方式為SPWM，其理想相開關函數如式（2-10），其調制方式如圖2-15所示。當b相調制波ub和a相相差180°相位，其與b相載波ucb之間的關系與上述關系相同，為減少高次諧波，b相載波需要偏離a相載波180°相位。

三電平脈沖整流器利用上述調制方式進行切換動作，得到的PWM調制和動作波形如圖2-16所示，uab是采用Ud，Ud/2，0，-Ud/2，-Ud這五種電平來等效的正弦波，與兩電平脈沖整流器相比，這樣可以有效地減少網側輸入端電流iN的諧波。